模擬信號(hào)數(shù)字傳輸

1、關(guān)于模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸?shù)谝粡?，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號(hào)的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號(hào)的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時(shí)分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月很多場(chǎng)合需要用到數(shù)字化的信號(hào)，如基于微機(jī)的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)。5.1 引言第三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月在數(shù)字通信系統(tǒng)中傳輸?shù)氖菙?shù)字信號(hào)。但自然界中，有些信源是以模擬形式出現(xiàn)的，如話音、圖像等。

2、因此在進(jìn)行數(shù)字通信時(shí)往往需先對(duì)信號(hào)（模擬的）數(shù)字化（即A/D轉(zhuǎn)換）。模擬信號(hào)數(shù)字化屬于信源編碼范疇。 本章重點(diǎn)討論模擬信號(hào)數(shù)字化的基本方法。主要有PCM 、M和ADPCM 。第四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸系統(tǒng)模擬信號(hào)源信宿數(shù)字傳輸系統(tǒng)m(t)模擬隨機(jī)信號(hào)sk數(shù)字隨機(jī)序列mk(t) skA/DD/A第五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月模擬信號(hào)數(shù)字化的過程一般分三步 抽樣：指抽取樣值，抽樣的多少以及快慢對(duì)通信的性能指標(biāo)有決定性的影響。在通信中抽樣點(diǎn)太少容易失真，太多時(shí)數(shù)據(jù)量大，傳輸時(shí)間長(zhǎng)，效率低。（帶寬大，因Rb大）。 抽樣類似物理實(shí)驗(yàn)中實(shí)驗(yàn)曲線

3、的描繪。 量化：抽樣值可以取無窮個(gè)，但量化電平值有限。 編碼：將抽樣值利用N個(gè)二進(jìn)制信號(hào)表示第六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月模擬信號(hào)數(shù)字化的過程示意圖第七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號(hào)的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號(hào)的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時(shí)分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.2 模擬信號(hào)的抽樣5.2.1 低通抽樣定理1、定理描述 頻

4、率受限于（0， ）的時(shí)間連續(xù)信號(hào)m(t) ,若抽樣頻率 不小于2 ，則m(t)可被其抽樣值完全確定。第九張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月2.證明（包含兩個(gè)問題）模型1)第十張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月頻率卷積抽樣過程頻域分析：第十一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月抽樣定理的全過程：圖解第十二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月問題：如何確定抽樣頻率的選擇？ 已抽樣信號(hào)ms(t)的頻譜 是無窮多個(gè)間隔為 的 相疊加而成。意味著 包含 的全部信息。已抽樣信號(hào)的頻譜第十三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月抽樣頻率不同時(shí)， 的變化如圖

5、第十四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月得到結(jié)論：奈奎斯特間隔：抽樣的最大時(shí)間間隔：注意： 當(dāng)抽樣間隔大于奈奎斯特間隔時(shí)，抽樣函數(shù)的頻譜會(huì)重疊。恢復(fù)時(shí)會(huì)有失真。第十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月2) 利用抽樣值可恢復(fù)原始信號(hào)第十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月從時(shí)域上分析：濾波器的傳遞函數(shù)第十七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月m(t)在時(shí)間域的表達(dá)式可以由抽樣值構(gòu)成，即將每個(gè)抽樣值和一個(gè)抽樣函數(shù)相乘后得到的波形加起來就得到原信號(hào)m(t)。第十八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月基于Systemvue仿真第十九張，PPT共一

6、百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月500Hz抽樣恢復(fù)的波形已抽樣序列原始波形第二十張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月100Hz抽樣恢復(fù)的波形200Hz抽樣恢復(fù)的波形第二十一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月思考：抽樣定理的意義是什么？對(duì)于同一信號(hào)，抽樣頻率的高低有什么影響？舉例說出抽樣定理的應(yīng)用實(shí)例第二十二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月應(yīng)用實(shí)例：1）對(duì)于電話質(zhì)量的語(yǔ)音信號(hào)頻率0.33.4kHz, fs6.8kHz,一般取8kHz2）聲卡抽樣頻率 8kHz為電話質(zhì)量 -信號(hào)最高頻率取到4kHz11 kHz為AM廣播質(zhì)量 22 kHz為FM廣播質(zhì)量 44 kH

7、z為激光視盤（CD）質(zhì)量 第二十三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月不同抽樣頻率得到的數(shù)字化錄音效果6kHz抽樣，8位編碼，單聲道（281kB) 44.1kHz抽樣，16位編碼，立體聲(2.59MB)第二十四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5 、問題 1）帶通信號(hào)的抽樣； 2）實(shí)際抽樣； 3）抽樣后的量化、編碼方法。第二十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月問題：帶通信號(hào)的抽樣 當(dāng)連續(xù)信號(hào)的頻帶不是限于0與fH之間，而是限制在 之間，其抽樣速率如何確定？第二十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.2.2 帶通抽樣定理1 .描述：頻率受限于（

8、，）的模擬信號(hào)m(t),其最小抽樣頻率滿足：當(dāng)當(dāng)?shù)诙邚?，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月證明第（1）種情況特點(diǎn)：該帶通信號(hào)的最高頻率和最低頻率是帶寬的整數(shù)倍。關(guān)于當(dāng)則：抽樣頻率為帶通信號(hào)帶寬的兩倍。第二十八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月示意圖第二十九張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月證明第（2）種情況帶通信號(hào)的最高頻率fH不是帶寬B的整數(shù)倍。時(shí)，證明如下，這里n=5 抽樣頻率的選取原則：已抽樣信號(hào)的頻譜不發(fā)生重疊。按照頻率卷積定理第三十張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月T()dfH=nB+kB(n=5)時(shí)帶通信號(hào)的抽樣2fH2nB2fH-

9、2nB第三十一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月每次需多移 ，這樣原來只隔2B，再加上多移的 其中：第三十二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月抽樣頻率與信號(hào)最低頻率fL之間的關(guān)系結(jié)論：實(shí)際中的窄帶高頻信號(hào)，其抽樣頻率近似等于2B。因?yàn)檫@時(shí)n很大。 應(yīng)用： FDM數(shù)字化，SBC子帶編碼第三十三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月例題5-11.某音頻信號(hào)頻率范圍是20-15000Hz，對(duì)其進(jìn)行抽樣，問題：抽樣頻率為多少？為了降低抽樣頻率，讓信號(hào)先經(jīng)過一個(gè)低通濾波器，截止頻率為6000Hz，問抽樣頻率為13000Hz時(shí)，能否從樣值中無失真的恢復(fù)出來？如果抽樣頻率為1

10、1000Hz時(shí)，情況如何？2.某帶通信號(hào)，頻率范圍是2100Hz-2400Hz，那么，抽樣頻率最小為多少？第三十四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號(hào)的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號(hào)的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時(shí)分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第三十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.3 實(shí)際抽樣 前面抽樣定理用的周期性沖激序列實(shí)際上不易產(chǎn)生，通常用窄脈沖串來完成抽樣。具體試驗(yàn)方法又分為下面兩種

11、： 自然抽樣（曲頂） 瞬時(shí)抽樣（平頂） 第三十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.3.1 自然抽樣（曲頂）模型：圖解法觀察過程如下：脈沖載波Sp(t)由脈寬為 秒，重復(fù)周期為Ts秒的矩形脈沖串組成。定義：已抽樣信號(hào)的脈沖“頂部”隨m(t)變化的，即在頂部保持了m(t)的變化規(guī)律。第三十七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月自然抽樣過程m(t)t(a)wwHwHOM(w)sp(t)AtTt(b)wOSp(w)t2p2wH2wHt2ptms(t)w|Ms(w)|t2pOt2p2wH2wH(c)(d)第三十八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月自然抽樣過程表達(dá)式及

12、頻譜第三十九張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.3.2 瞬時(shí)抽樣1.提出原因：2.實(shí)現(xiàn)方法：第四十張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月瞬時(shí)抽樣（平頂）模型：脈沖形成m(t)抽樣保持器第四十一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月抽樣保持電路實(shí)現(xiàn)：KsRoRLChKoKo在充電的時(shí)候斷開，充完合上。第四十二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月00t00卷積相乘tA圖解法：00tsM ()第四十三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月瞬時(shí)抽樣過程表達(dá)式及頻譜第四十四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月是隨著 變化的函數(shù)，使 加權(quán)，稱為孔徑

13、失真。 得到的 使原頻譜 產(chǎn)生頻率失真，靠LPF無法恢復(fù)。 恢復(fù)模型變?yōu)椋篖PF比較三種抽樣 ，及恢復(fù)方法。 孔徑失真的產(chǎn)生第四十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月 內(nèi) 容類型抽樣模型 恢復(fù)模型 ms(t) Ms() 說明 理想抽樣用低通濾波器可無失真恢復(fù)原模擬信號(hào)m(t) 自然抽樣用低通濾波器可無失真恢復(fù)原模擬信號(hào)m(t)瞬時(shí)抽樣 樣值信號(hào)產(chǎn)生了孔徑失真，收端需要采用型頻率補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)才能無失真恢復(fù)原模擬信號(hào)m(t)備注 用到的付里葉變換對(duì)：m(t)ms(t)T(t)m(t)ms(t)s p (t)LPFms(t)m(t)LPFms(t)m(t)m(t)ms(t)T(t)脈沖形成m

14、s(t)第四十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號(hào)的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號(hào)的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時(shí)分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第四十七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.4 脈沖調(diào)制1、定義： 用基帶信號(hào)（調(diào)制信號(hào)）去改變脈沖的某些參數(shù)，稱為脈沖調(diào)制。2、分類： 相應(yīng)有PAM（脈幅調(diào)制）、PDM（脈寬調(diào)制）和PPM（脈位調(diào)制）。 第四十八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022

15、年6月第四十九張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號(hào)的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號(hào)的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時(shí)分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第五十張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.5 模擬信號(hào)的量化提出原因： 模擬信號(hào)抽樣以后，抽樣值可以有無窮多個(gè)，如果用N個(gè)二進(jìn)制數(shù)字信號(hào)表示該樣值的大小，只有有限個(gè)電平與之對(duì)應(yīng)，因此，抽樣值必須必須被劃分為M個(gè)離散電平，即量化電平。一組二進(jìn)制碼：(an-1

16、, an-2, , a1, a0) 則 D=an-12n-1+an-22n-2+a121+a020便是其對(duì)應(yīng)的十進(jìn)數(shù)（表示量化電平值）。 這種“可加性”可簡(jiǎn)化譯碼器的結(jié)構(gòu)。第五十一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.5.1 量化及其量化特性 1. 量化定義：2 .量化信號(hào) 用預(yù)先規(guī)定的有限個(gè)電平來表示模擬抽樣值的過 程，如后圖。量化器的輸出樣值 實(shí)際抽樣值 第五十二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月量化過程示意圖m1等：量化區(qū)間的端點(diǎn)第五十三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月3. 量化電平 .指量化器可能的輸出電平，M為量化電平數(shù)。 4. 量化間隔第五十四

17、張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5 .量化誤差 只能減?。炕娖絺€(gè)數(shù)多一點(diǎn)），無法消除，也稱量化噪聲，大小由個(gè)數(shù)及方法決定。 6 .量化噪聲量化信噪比是量化器的主要性能指標(biāo)之一 。第五十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月它要求兩個(gè)方面滿足要求： 取值大小 25dB以上動(dòng)態(tài)范圍 -545 或050dB以（a,b）或（-a，a）表示都滿足要求 PCM系統(tǒng)抗噪聲性能也主要由量化信噪比決定。 7. 過載量化噪聲 當(dāng)實(shí)際信號(hào)幅度超過量化范圍時(shí)，稱發(fā)生了過載，此時(shí)失真嚴(yán)重。 量化器的工作要求：第五十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.5.2 均勻量化把輸入信號(hào)

18、的取值域等距離分割的量化為均勻量化。特點(diǎn)：(1) 每個(gè)量化區(qū)間的量化電平取各個(gè)量化區(qū)間的中點(diǎn)。(2) 量化間隔取決于輸入信號(hào)的變化范圍和量化電平數(shù)。1.定義 第五十七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月第五十八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月例如：當(dāng)信號(hào)的變化范圍和量化電平數(shù)確定后，量化間隔也確定。當(dāng)信號(hào)范圍a，b, M個(gè)量化電平。 第五十九張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月2、量化信噪比信號(hào)功率和量化噪聲功率之比是量化器的主要指標(biāo)第六十張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月例5-3 設(shè)一個(gè)M個(gè)量化電平的均勻量化器，其輸入信號(hào)在區(qū)間-a,a具有均勻概

19、率密度函數(shù)，求該量化器的信號(hào)量噪比。第六十一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月N增加1位，提高6dB。 信號(hào)功率第六十二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月要想提高量化信噪比 ，均勻量化只好提高M(jìn)，而M大了，相應(yīng)編碼位數(shù)N大，數(shù)據(jù)速率高，有效性低。根據(jù)已得到的結(jié)論：第六十三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月 由上例可知，量化信噪比隨量化電平數(shù)M的增加而提高， 信號(hào)的失真度越小。通常量化電平數(shù)應(yīng)根據(jù)對(duì)量化信噪比的要求來確定。 均勻量化器廣泛應(yīng)用于線性A/D變換接口，例如在計(jì)算機(jī)的A/D變換中，N為A/D變換器的位數(shù)，常用的有 8位、12位、 16位等不同精度。另

20、外，在遙測(cè)遙控系統(tǒng)、儀表、圖像信號(hào)的數(shù)字化接口等中，也都使用均勻量化器。 結(jié)論和應(yīng)用第六十四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月小，信號(hào) 均勻量化有一個(gè)致命的缺點(diǎn)，就是不管信號(hào)幅度大小如何大時(shí) 大。 始終不變，這導(dǎo)致信號(hào)小時(shí) 變化，其 所以實(shí)際中常采用非均勻量化，大信號(hào)量化間隔大，小信號(hào)時(shí)量化間隔隔小，使得趨于定值。 缺點(diǎn)：但在語(yǔ)音信號(hào)數(shù)字化通信（或叫數(shù)字電話通信）中，均勻量化則有一個(gè)明顯的不足：量化噪比隨信號(hào)電平的減小而下降。 第六十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.5.3 非均勻量化出發(fā)點(diǎn)： 是根據(jù)信號(hào)的不同區(qū)間來確定量化間隔，目的是改善小信號(hào)時(shí)的量化信噪比。與

21、均勻量化相比，優(yōu)點(diǎn)：（1）當(dāng)輸入信號(hào)具有非均勻分布的概率密度時(shí)，非均勻量化器的輸出端可以得到較高的平均信號(hào)量化噪聲功率比。（2）非均勻量化時(shí)，量化噪聲功率的均方根值基本上與信號(hào)的抽樣值成比例。 第六十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月實(shí)現(xiàn)方法： 實(shí)際中，非均勻量化的實(shí)現(xiàn)方法通常是將抽樣值通過壓縮再進(jìn)行均勻量化。所謂壓縮實(shí)際上是用一個(gè)非線性變換電路將輸入變量變換成另一變量，即 非均勻量化就是對(duì)壓縮后的變量進(jìn)行均勻量化。接收端采用一個(gè)傳輸特性為 的擴(kuò)張器來恢復(fù) 第六十七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月通常采用對(duì)數(shù)壓擴(kuò)特性第六十八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年

22、6月第六十九張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月1. 對(duì)數(shù)壓縮特性實(shí)際廣泛采用A律和律（線性）（對(duì)數(shù)）(1) A律壓縮：中國(guó)和歐洲采用其中A=87.6（2）律壓縮：日本和北美采用第七十張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月常見壓擴(kuò)特性曲線， 對(duì)數(shù)壓縮特性 (a) 律； (b)A律實(shí)際中 A律壓縮實(shí)現(xiàn)不容易，因?yàn)槠骷姆蔷€性不易產(chǎn)生，且壓縮與擴(kuò)張又不好完全一致。故實(shí)際上采用另一種折線法。 第七十一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月2、折線近似法（1）13折線近似（A律）方法：先把x軸信號(hào)幅度作歸一化處理（最大幅度值為1），然后把y軸信號(hào)幅度作歸一化處理。X軸：01范

23、圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/2，取1/21之間為第八段01/2范圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/4,取1/41/2為第七段01/4范圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/8，取1/81/4為第六段01/8范圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/16，取1/161/8為第五段第七十二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月01/16范圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/32，取1/321/16為第四段01/32范圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/64，取1/641/32為第三段01/64范圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/128，取1/1281/64為第二段01/128范圍 ，取01/128為第一段而y軸01均勻分為八段，一到八段為01/8，1/

24、82/8,第七十三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月13折線A律壓縮特性第七十四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月計(jì)算各段的斜率第七十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月正方向八段，但一、二段斜率相同，實(shí)際是七段，負(fù)方向也有八段（在第三象限），共14段，負(fù)一、二段與正一、二段斜率相同，故稱13折線，實(shí)際上有16個(gè)線段。將每個(gè)線段再均勻分為16個(gè)量化間隔（015），這樣共有16*16=256個(gè)量化級(jí)（話音）。第七十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月第七十七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月分析13折線與A律的逼近程度：比較：兩種小信號(hào)

25、時(shí)斜率A律： 13折線：第七十八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月其他段也基本相同很逼近。 （線性）（對(duì)數(shù)）第七十九張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月給出13折線和A律分段時(shí)的x比較值第八十張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號(hào)的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號(hào)的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時(shí)分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第八十一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.6 脈沖編碼

26、調(diào)制 量化完成了幅度的離散，但直接傳時(shí)，電平數(shù)多，并且判別困難， 故需要變化代碼。5.6.1 概念1.編碼：把量化后的信號(hào)變換成代碼的過程稱為編碼。 2.譯碼：由代碼重建量化信號(hào)的過程3.脈沖編碼調(diào)制：將模擬信號(hào)抽樣量化，然后使已量化值變換成代碼。 第八十二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月實(shí)際應(yīng)用第八十三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.6.2 編碼實(shí)現(xiàn)1.碼型選擇：自然二進(jìn)制碼折疊二進(jìn)制碼需解決的問題 碼型問題 碼位數(shù)的選擇第八十四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月負(fù)極性正極性第八十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月自然碼的特點(diǎn)自然碼的

27、碼型沒有相似之處，每個(gè)碼組對(duì)應(yīng)一個(gè)量化電平。當(dāng)傳輸過程遇到誤碼：（1）小信號(hào)時(shí)，自然碼誤差大。（2）當(dāng)大信號(hào)時(shí)，自然碼誤差小。 大信號(hào)1111變?yōu)?111時(shí)，自然二進(jìn)制碼解碼后的誤差為8個(gè)量化間隔，折疊碼誤差為15個(gè)量化間隔。當(dāng)小信號(hào)1000變?yōu)?000時(shí)第八十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月折疊碼的特點(diǎn)第一位碼表示極性，雙極性信號(hào)可以采用單極性編碼的方法，采用折疊碼可以簡(jiǎn)化編碼的過程。當(dāng)傳輸過程遇到誤碼： （1）小信號(hào)時(shí)，折疊碼誤差小 （2）當(dāng)大信號(hào)時(shí)，折疊碼誤差大，但通常語(yǔ)音信號(hào)都是小幅度。第八十七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月2.碼位數(shù)的選擇關(guān)系到通信質(zhì)量

28、的好壞涉及設(shè)備的復(fù)雜程度第八十八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月3 .碼位安排極性碼 段落碼 段內(nèi)碼 C1 C2 C3 C4 C5 C6 C7 C8 0“1” 0 C1 =1(2) 段落碼 段落碼中的C2用來表示輸入信號(hào)抽樣值處于（前四、后四）段，取第五段起點(diǎn)電平為基準(zhǔn) Iw=128第九十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月 C2：IS=1270128 ，則C21C3用來確定它屬于56段，還是78段。 第7段起點(diǎn)電平Iw=512 IsIw C3 =1 在78段 C4確定是第7段還是第8段 第8段起點(diǎn)電平Iw=1024 IsIw C4 =1 在第8段C2C3C4=111

29、第九十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月確定段內(nèi)碼(C5 C6 C7 C8)：i)前8個(gè)，后8個(gè)量化間隔（實(shí)際計(jì)算量化區(qū)間） 權(quán)值電流第8段起點(diǎn)電平加上該段的8個(gè)量化間隔 Iw=段落起點(diǎn)+8*（該段量化間隔） =1024 +8*64 =1536個(gè)量化單位（該段長(zhǎng)1/2，分成16份，每份1/32，折成量化單位） Is Iw C5 =0 在18量化間隔第8段均勻分成16份，每份是最小量化間隔1/2048的64倍第九十七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月確定段內(nèi)碼：ii) 14 還是58 Iw=1024 +4*64 =1280 Is Iw C7=1 在34iv)3還是4 I

30、w=1024 +3*64 =1216 Is Iw C8=1 在第4量化間隔碼位1 111 00 11 （非線性碼）對(duì)應(yīng)11位線性碼 10011100000第九十八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月結(jié)論：它表示第8段第4量化間隔， 其量化電平為1216 +32 =1248個(gè)量化單位（譯碼也譯成此值）問題：1）量化電平與1270的誤差為22個(gè)量化單位，不可消除（量化噪聲），2）過載噪聲，當(dāng)信號(hào)幅度超出正常編碼范圍，此時(shí)過載，實(shí)驗(yàn)可觀察，嚴(yán)重失真。實(shí)驗(yàn)中可看到：每個(gè)取樣值量化后都存在量化噪聲，恢復(fù)出的結(jié)果與發(fā)端類似，但有抖動(dòng)。第九十九張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.6.

31、3 脈沖編碼調(diào)制（PCM）1.PCM通信系統(tǒng)構(gòu)成： PCM即將模擬信號(hào)的抽樣量化值變成代碼。PCM通信在現(xiàn)代社會(huì)中應(yīng)用廣泛，如數(shù)字微波、光纖、程控交換，也可用于計(jì)算機(jī)、遙控、遙測(cè)領(lǐng)域。 系統(tǒng)組成如圖：第一百?gòu)垼琍PT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月完成已抽樣序列信號(hào)到數(shù)字信號(hào)的變換完成由數(shù)字信號(hào)到樣值序列信號(hào)的變換第一百零一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月2.PCM系統(tǒng)的抗噪性能 系統(tǒng)框圖：第一百零二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月為輸出信號(hào)，為量化噪聲，信道加性噪聲(也稱為誤碼噪聲) 系統(tǒng)輸出端總信噪比定義：一般關(guān)心最后輸出端，而輸出端為含信息的已恢復(fù)模擬信號(hào)

32、， LPF輸出信號(hào)為：第一百零三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月考慮噪聲： 量化噪聲 信道加性噪聲的影響角度： 兩類噪聲來源不同 兩類噪聲互相獨(dú)立第一百零四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月(1)只考慮量化噪聲時(shí)的系統(tǒng)性能：由抽樣 恢復(fù)知 ，信號(hào)功率為：第一百零五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月量化噪聲的功率譜密度為：不考慮信道加性噪聲的影響時(shí)，接收端輸出的量化噪聲功率譜密度為：第一百零六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月設(shè)信道理想，譯碼不引入失真，LPF傳遞函數(shù)為：理想低通濾波器的傳輸特性：因?yàn)椋狠敵鲈肼暪β首V表達(dá)式：第一百零七張，PPT共

33、一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月任務(wù)：求解（編）譯碼端的量化均方誤差： 為了與均勻量化對(duì)比，輸入信號(hào)在區(qū)間-a,a具有均勻分布，并均勻量化，量化電平數(shù)為M，則量化噪聲功率為：第一百零八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月（編）譯碼端的量化噪聲功率譜為：低通濾波器的輸出量化噪聲功率為：第一百零九張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月根據(jù)抽樣定理的證明：ms(t)LPFm(t)輸出信號(hào)的頻譜與已抽樣信號(hào)的頻譜之間的關(guān)系：接收端輸出信號(hào)的表達(dá)式：仍假設(shè)m(t)是均勻分布-a,a求解信號(hào)功率第一百一十張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月結(jié)論1：只考慮量化噪聲時(shí)PCM系統(tǒng)信

34、噪比PCM系統(tǒng)輸出端平均信號(hào)量化噪聲功率比為：第一百一十一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月（2）只考慮信道加性噪聲的影響時(shí)：假設(shè)誤碼率為 （每個(gè)碼出錯(cuò)概率） 一個(gè)碼組中錯(cuò)一位的概率為（即碼組錯(cuò)）為8計(jì)算： 一個(gè)碼組由于誤碼在譯碼器輸出端造成的平均誤差功率。每個(gè)碼組代表一個(gè)抽樣值，當(dāng)錯(cuò)一個(gè)碼時(shí)，如：一個(gè)自然碼組：第一百一十二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月一個(gè)碼組由于誤碼在譯碼器輸出端造成的平均誤差功率：求錯(cuò)誤碼組的平均間隔時(shí)間信道加性噪聲誤碼錯(cuò)碼組間的平均間隔為 ：一個(gè)周期內(nèi)，錯(cuò)誤碼元平均間隔 個(gè)碼元.錯(cuò)誤碼組之間的平均間隔為：個(gè)碼元第一百一十三張，PPT共一百七十

35、二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月譯碼器輸出端的誤差功率譜密度為：低通濾波器輸出誤差功率信道加性噪聲誤碼第一百一十四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月最后： 結(jié)論2：由誤碼引出的PCM系統(tǒng) 信噪比與誤碼率成反比。接收端的信號(hào)僅考慮加性噪聲時(shí)的PCM系統(tǒng)輸出信噪比：第一百一十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月（3）總信噪比:討論：很小， 以量化噪聲為主 i) 大信噪比時(shí)，第一百一十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月結(jié)論3： PCM系統(tǒng)抗噪性能通常用量化器的量化信噪比決定考慮ii）小信噪比時(shí)， 很大， 以加性噪聲為主。 實(shí)際中，很容易實(shí)現(xiàn)故PCM抗噪聲性能按第一百一

36、十七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月 結(jié)論4：PCM系統(tǒng)輸出信噪比與系統(tǒng)帶寬成指數(shù)關(guān)系 系統(tǒng)需要的最小總帶寬為：討論：已知：第一百一十八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號(hào)的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號(hào)的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時(shí)分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第一百一十九張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.7 差分脈沖編碼調(diào)制DPCM） 64kb/s的A律或律的對(duì)數(shù)壓擴(kuò)PCM編

37、碼已經(jīng)在大容量的光纖通信系統(tǒng)和數(shù)字微波系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。 但PCM信號(hào)占用頻帶要比模擬通信系統(tǒng)中的一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)話路帶寬（3.1 kHz）寬很多倍，這樣，對(duì)于大容量的長(zhǎng)途傳輸系統(tǒng)，尤其是衛(wèi)星通信，采用PCM的經(jīng)濟(jì)性能很難與模擬通信相比。衛(wèi)星的通信資源相對(duì)光纖要少得多. 以較低的速率獲得高質(zhì)量編碼，一直是語(yǔ)音編碼追求的目標(biāo)。通常，人們把話路速率低于64kb/s的語(yǔ)音編碼方法， 稱為語(yǔ)音壓縮編碼技術(shù)。第一百二十張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月 在PCM中，每個(gè)波形樣值都獨(dú)立編碼，與其他樣值無關(guān)， 這樣，樣值的整個(gè)幅值編碼需要較多位數(shù)，比特率較高， 造成數(shù)字化的信號(hào)帶寬大大增加。然而，

38、大多數(shù)以奈奎斯特或更高速率抽樣的信源信號(hào)在相鄰抽樣間表現(xiàn)出很強(qiáng)的相關(guān)性， 利用信源的這種相關(guān)性，一種比較簡(jiǎn)單的解決方法是對(duì)相鄰樣值的差值而不是樣值本身進(jìn)行編碼。由于相鄰樣值的差值比樣值本身小，可以用較少的比特?cái)?shù)表示差值。這樣，用樣點(diǎn)之間差值的編碼來代替樣值本身的編碼， 可以在量化臺(tái)階不變的情況下（即量化噪聲不變），編碼位數(shù)顯著減少，信號(hào)帶寬大大壓縮。這種利用差值的PCM編碼稱為差分PCM（DPCM）。 如果將樣值之差仍用N位編碼傳送，則DPCM的量化信噪比顯然優(yōu)于PCM系統(tǒng)。5.7.1DPCM原理第一百二十一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月 實(shí)現(xiàn)差分編碼的一個(gè)好辦法是根據(jù)前面的k

39、個(gè)樣值預(yù)測(cè)當(dāng)前時(shí)刻的樣值。編碼信號(hào)只是對(duì)當(dāng)前樣值與預(yù)測(cè)值之間的差值的量化編碼。 DPCM系統(tǒng)的框圖如圖所示。圖中，xn表示當(dāng)前的信源樣值，預(yù)測(cè)器的輸入代表重建語(yǔ)音信號(hào)。預(yù)測(cè)器的輸出為 差值 作為量化器輸入，eqn代表量化器輸出，量化后的每個(gè)預(yù)測(cè)誤差eqn被編碼成二進(jìn)制數(shù)字序列，通過信道傳送到目的地。 該誤差eqn同時(shí)被加到本地預(yù)測(cè)值 而得到 。 第一百二十二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月DPCM系統(tǒng)原理框圖1. DPCM系統(tǒng)原理重建語(yǔ)音信號(hào)第一百二十三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月 在接收端裝有與發(fā)送端相同的預(yù)測(cè)器， 它的輸出是 與eqn相加產(chǎn)生。信號(hào)既是所要求

40、的預(yù)測(cè)器的激勵(lì)信號(hào)，也是所要求的解碼器輸出的重建信號(hào)。在無傳輸誤碼的條件下，解碼器輸出的重建信號(hào) 與編碼器中的 相同。 DPCM系統(tǒng)的總量化誤差應(yīng)該定義為解碼器輸出樣值與輸入信號(hào)樣值xn之差，即 由上式可知，這種DPCM的總量化誤差nq僅與差值信號(hào)en的量化誤差有關(guān)。 2. DPCM量化噪聲分析第一百二十四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月以一 個(gè)四電平量化為例說明對(duì)誤差 進(jìn)行四電平量化第一百二十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.7.2 量化與預(yù)測(cè)改為自適應(yīng)為ADPCM16級(jí)量化 4位碼 G.721 其他數(shù)字化方法CELP(碼激勵(lì)線性預(yù)測(cè)） G.728 利用自適應(yīng)

41、量化器取代固定量化，自適應(yīng)預(yù)測(cè)取代固定預(yù)測(cè)，就是ADPCM，它可以大大提高輸出信噪比和編碼動(dòng)態(tài)范圍。第一百二十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月各種語(yǔ)音編碼方法比較編碼方法傳輸速率（kb/s)最小基帶帶寬（kHz)質(zhì)量PCMADPCMSBC+ADPCMMSBC(子帶）RPE/LTP(規(guī)則脈沖激勵(lì)）LD-CELP(低延遲碼激勵(lì)）MPE/LPC(多脈沖）CELP(碼本激勵(lì)）LPC(線性預(yù)測(cè)）LPC+VQ(矢量量化）6432643216161684.82.41.23216321688842.41.20.6長(zhǎng)途電話質(zhì)量長(zhǎng)途電話質(zhì)量廣播質(zhì)量通信質(zhì)量通信質(zhì)量通信質(zhì)量接近長(zhǎng)途質(zhì)量通信質(zhì)量通信質(zhì)

42、量合成質(zhì)量合成質(zhì)量第一百二十七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號(hào)的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號(hào)的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時(shí)分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第一百二十八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.8 增量調(diào)制（M, 也寫為DM）與PCM區(qū)別 PCM碼表示樣值大小，用N位碼表示。M代碼表示相鄰樣值的關(guān)系，用一位碼表示。第一百二十九張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.8.1

43、M 基本原理1 .編碼： 第一百三十張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月M波形示意模擬信號(hào)m(t)階梯波形m(t)逼近。第一百三十一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月討論接收端如何由二進(jìn)制碼序列恢復(fù)出階梯波形輸入端是0、1序列 積分器輸出雖已接近原來模擬信號(hào)，但包含高次諧波，需低通濾波器平滑。得到數(shù)字序列：1111000第一百三十二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月重新討論增量調(diào)制的工作原理接收端：發(fā)送端：第一百三十三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月 簡(jiǎn)單M系統(tǒng)框圖第一百三十四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月分為： 正常的量化噪聲

44、過載量化噪聲第一百三十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.8.2 M存在的問題1. 過載（a)過載的概念： 當(dāng)模擬信號(hào)斜率陡變時(shí)，由于臺(tái)階 是固定的，而且每秒內(nèi)臺(tái)階數(shù)也是確定的，此時(shí)階梯電壓就跟不上信號(hào)的變化，形成了很大失真的階梯電壓波形，這樣的失真稱為過載現(xiàn)象，相應(yīng)噪聲為過載噪聲。 統(tǒng)稱量化噪聲。 第一百三十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月誤差eq(t)=m(t)-m(t)表現(xiàn)為兩種形式： 一種稱為過載量化誤差， 另一種稱為一般量化誤差。 當(dāng)輸入模擬信號(hào)m(t)斜率陡變時(shí)，本地譯碼器輸出信號(hào)m(t)跟不上信號(hào)m(t)的變化，如圖所示。這時(shí)， m(t)與m(t)

45、之間的誤差明顯增大，引起譯碼后信號(hào)的嚴(yán)重失真， 這種現(xiàn)象叫過載現(xiàn)象，產(chǎn)生的失真稱為過載失真， 或稱過載噪聲。這是在正常工作時(shí)必須而且可以避免的噪聲。 (a) 一般量化誤差； (b) 過載量化誤差第一百三十七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月（b)不過載的條件： 信號(hào)實(shí)際斜率 即也就是要求和到達(dá)一定數(shù)值。也稱為譯碼器的最大跟蹤斜率第一百三十八張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月則 不過載條件為： 若2 .變化幅度過?。ㄈ绶逯敌∮?）也不能正確編碼，只能出1010交替，恢復(fù)出直流。 因此，量化噪聲的大小和 有關(guān)，大 雖然減少過載噪聲，但是增大了量化噪聲。第一百三十九張，PPT

46、共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.8.3 M抗噪性能臨界條件時(shí) 輸出 但該噪聲功率不是系統(tǒng)最終輸出的量化噪聲功率。第一百四十張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月考慮誤差 的周期性誤差的平均功率被認(rèn)為均勻地分布在 頻率之內(nèi)接收端積分器輸出的噪聲功率譜密度為第一百四十一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月為L(zhǎng)PF濾波器帶寬，為信號(hào)頻率為32KHz以上。M的量化噪聲功率 有關(guān)，臺(tái)階越大，與質(zhì)量越差。：抽樣頻率，第一百四十二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月PCM與DM的比較第一百四十三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸5.1

47、 引言5.2 模擬信號(hào)的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號(hào)的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時(shí)分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第一百四十四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月提出原因5.9 時(shí)分復(fù)用（TDM）和多路數(shù)字電話系統(tǒng)第一百四十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.9.1 TDM 原理時(shí)分復(fù)用：把時(shí)間幀劃分為若干時(shí)隙和各路信號(hào)占有各自時(shí)隙。實(shí)現(xiàn)在同一信道上傳輸多路信號(hào)。與頻分復(fù)用的區(qū)別：TDM在時(shí)域上各路信號(hào)是分離的，在頻域上各路信號(hào)頻譜是重疊。FDM

48、：在頻域上各路信號(hào)是分離的，但在時(shí)域上各路信號(hào)是混疊的。第一百四十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月三路TDM示意圖第一百四十七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月可以看出，TDM技術(shù)包含幾個(gè)基本要點(diǎn)：各路信號(hào)的數(shù)據(jù)輪流占用不同時(shí)隙，在傳輸中互不影響。各信號(hào)的時(shí)隙組成一個(gè)確定的結(jié)構(gòu)，稱為幀結(jié)構(gòu)，簡(jiǎn)稱幀(frame)。幀是TDM信號(hào)的最小組成單元。幀中各個(gè)時(shí)隙與信號(hào)間的對(duì)應(yīng)關(guān)系是固定的。收發(fā)雙方必須同步工作。這種同步工作稱為幀同步(frame synchronization)，其目的是正確地定位各幀的起始位置，以便正確地放置與取出各路信號(hào)的數(shù)據(jù)。第一百四十八張，PPT共一

49、百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月1. 幀：設(shè)有k路語(yǔ)音輸入信號(hào)，每路最高頻率 ，若k=3，旋轉(zhuǎn)開關(guān)順序接通3路信號(hào)實(shí)現(xiàn)順序抽樣，該開關(guān)每秒旋轉(zhuǎn) 次，并且在一個(gè)旋轉(zhuǎn)周期內(nèi)對(duì)各路信號(hào) 都抽一次。這樣，在一個(gè)周期 內(nèi)有3個(gè)脈沖構(gòu)成一幀，每路占 長(zhǎng)度為 時(shí)隙長(zhǎng)度，各路數(shù)據(jù)在一幀的排列，稱幀結(jié)構(gòu)。旋轉(zhuǎn)周期單路信號(hào)抽樣周期涉及到的概念5.9.2 復(fù)用信號(hào)的路數(shù)與傳輸帶寬第一百四十九張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月3路推廣到N路，N個(gè)時(shí)隙的總時(shí)間在術(shù)語(yǔ)上稱一幀 。每一幀的時(shí)間是，必經(jīng)符合抽樣定理要求。 如對(duì)語(yǔ)音信號(hào)fs=8kHz，一幀時(shí)間為125s。 每時(shí)隙 第一百五十張，PPT共一百七十二頁(yè)

50、，創(chuàng)作于2022年6月說明：對(duì)時(shí)隙內(nèi)容的分配 這里每個(gè)時(shí)隙可以是一個(gè)抽樣值，如PAM，時(shí)隙時(shí)間為： 也可以是已量化編碼的PCM或M，ADPCM信號(hào)，若一時(shí)隙傳PCM信號(hào)，對(duì)語(yǔ)音8位。第一百五十一張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月每位二進(jìn)制碼占用時(shí)間寬度為 對(duì)于每個(gè)碼元，若用矩形 表示可以用非歸零碼和歸零碼表示歸零碼：如果 稱占空比為50%，注意這里的空可以理解為傳“0”碼（即不傳碼）的時(shí)間；計(jì)算帶寬與時(shí)間有關(guān)，能量帶寬（第一零點(diǎn)帶寬）： 非歸零碼：第一百五十二張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月第一百五十三張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月5.9.3 時(shí)分復(fù)用

51、速率計(jì)算k 為路數(shù)，即時(shí)隙數(shù)； 為位數(shù);可理解為幀重復(fù)率； 第一百五十四張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月例5-5 對(duì)24路最高頻率為4kHz的信號(hào)進(jìn)行時(shí)分復(fù)用，采用PAM方式傳輸，假定所用脈沖為周期性矩形脈沖，脈寬寬度為每路應(yīng)占時(shí)間的一半，試求此24路系統(tǒng)的第一過零點(diǎn)帶寬最小值。 在上例中，若占空比為100%，則解：第一百五十五張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月例5-6對(duì)24路最高頻率為4kHz的信號(hào)進(jìn)行時(shí)分復(fù)用，采用PCM方式傳輸，8位編碼，假定所用脈沖為周期性矩形脈沖，脈寬寬度為每路應(yīng)占時(shí)間的一半，試求此24路系統(tǒng)的第一過零點(diǎn)帶寬最小值。 在上例中，若占空比為100%，則解：第一百五十六張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月例5-6對(duì)24路最高頻率為4kHz的信號(hào)進(jìn)行時(shí)分復(fù)用，采用PCM方式傳輸， 8位編碼，假定所用脈沖為周期性矩形脈沖，脈寬寬度為每路應(yīng)占時(shí)間的一半，試求此24路系統(tǒng)的第一過零點(diǎn)帶寬最小值。 在上例中，若占空比為100%，則另解：第一百五十七張，PPT共一百七十二頁(yè)，創(chuàng)作于2022年6月計(jì)算實(shí)例例5-7. PC