三相電壓型整流器的設計與仿真設計

1、CENTRAL SOUTH UNIVERSITY電力電子裝置課程設計報告目三相電壓型整流器設計學生 * 學 孑指導教師*學 院 信息院*完成時間2017. 1.2第一章緒論隨著功率半導體器件技術的進步， 電力電子變流裝置技術得到了快速發(fā)展, 出現(xiàn)了以脈寬調(diào)制（ PWM ）控制為基礎的各種變流裝置，如變頻器、逆變電源， 高頻開 關電源以及各類特種變流器等，電力電子裝置在國民經(jīng)濟各領域取得了廣 泛的應用， 但是這些裝置的使用會對電網(wǎng)造成嚴重的諧波污染問題。傳統(tǒng)的整流 方式會無論是 二極管不控整流還是晶閘管相控整流電路能量均不能雙向傳遞，不 僅降低能源的利 用率還會增加一定的污染，主要缺點是：無功功

2、率的增加造成了裝置功率因素降低， 會導致?lián)p耗增加， 降低電力 裝 置的利用率等；諧波會引起系統(tǒng)部相關器件的誤動作， 使得電能的計量出現(xiàn)誤差， 外部 對信號產(chǎn)生嚴重干擾；傳統(tǒng)的結構，能M只能單向流動，使得控制系統(tǒng)的能M利用率不高，不 能起到節(jié)能減排的作用。電網(wǎng)污染的日益嚴重引起了各國的高度重視，許多國家都已經(jīng)制定了限制諧波的國家標準， 國際電氣電子工程師協(xié)會（ IEEE ） ,國際電工委員會（ IEC ）和國際 大電網(wǎng)會議（CIGRE）紛紛推出了自己的諧波標準。國際電工學會于1988年對諧波 標準IEC555-2 進行了修正，歐洲制定I EC 1000-3-2標準。我國國家技術監(jiān)督局 也于 19

3、94年頒布了電能質(zhì)量公用電網(wǎng)諧標準（ GB/T 14549-93） ,傳統(tǒng)變流裝置大多數(shù)已不符合這些新的標準，面臨前所未有的挑戰(zhàn)。目前，抑制電力電子裝置對電網(wǎng)污染的方法有兩種：一是設置補償裝置。通過對已知頻率諧波進行補償，這種方式適用于所有諧波源，但其缺點是只能對規(guī)定頻率的諧波進行補償，應用圍受限。并且當受到電網(wǎng)阻抗特性或其他外界干擾, 容易發(fā)生并聯(lián)諧振，導致某些諧波被放大進而使濾波器過載或燒毀；而是對整流器裝置本身性能進行改造，通過優(yōu)化控制策略和參數(shù)設置，使網(wǎng)側輸入的電壓和 電流呈現(xiàn)接 近于同相位的正弦波，實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行即功率因數(shù)為 1。目前治理諧波和無功主要是采用功率因數(shù)校正技術（

4、PFC技術），由于PWM調(diào) 制技術引入整流器中，使得整流器能夠獲得較好的直流電壓并且實現(xiàn)網(wǎng)側電流正 弦 化，PWM整流技術已經(jīng)成為治理電網(wǎng)污染的主要技術手段。PFC技術雖然具有 控制簡單、 功率因數(shù)高、 總諧波失真小和易于電路設計等優(yōu)點， 但是其結構并沒有發(fā)生根本變化只是在輸出側加了一個開關管，而重要的交流側還是選取二極管做為開關器件，其整流方式只能是單一方向的不能實現(xiàn)能量的雙向流動，它在單 相電路中有著 廣泛的用途，但是由于其自身性質(zhì)決定其難以用于三相電電路中； PWM 整流技術交 流側采用全控器件，與傳統(tǒng)PFC相比，PWM整流技術可以在任意功率因數(shù)運行可以應速度，因而真正實現(xiàn)的浪費。由上述

5、分析可境友好型社會發(fā)展的需實現(xiàn)能量雙向流動而且具有較好的電流品質(zhì)和更快的動態(tài)響 了 綠色電能變換”提高了系統(tǒng)電能的利用率減少了資源 知，對 PWM 整流器進行控制研究符合建設資源節(jié)約型和環(huán)要，具有重要經(jīng)濟和社會價值。PWM 整流器可實現(xiàn)能量雙向流動并具有優(yōu)良的輸出特性，與二極管不控整流和晶閘管相控整流相比，具有以下特點：( 1)可以實現(xiàn)能量的雙向流動且功率因 數(shù)任意可調(diào)；(2)網(wǎng)側電流近似正弦化，諧波含量少；(3)具有較好的動態(tài)性能, 適合動態(tài)性能要求高且開關頻率變化快的場合；(4)直流輸出電壓穩(wěn)定且電壓波形品質(zhì) 高。I 呷 M 整流器在功率因數(shù)校正、諧波抑制以及能量回饋等應用方面具有其突出的

6、優(yōu)勢，故很早就已經(jīng)成為電力電子技術研究的最具意義的容之一。經(jīng)過各國學 者 和專家多年的實驗和研究， 在數(shù)學模型、 主電路拓撲結構和控制策略等各個方 面， 珊 M整流器均取得了較為成功的研究成果。對于學生來說，設計高性能三相PWM整流器是很具有學習和研究價值的課題。PWM 整流器的分類方法很多， 最基本的分類方法是按照直流儲能形式可分為 電 壓型整流器(VSR)和電流型整流器(CSR)兩種，前者宜流側采用電容為儲能元件，提供一個平穩(wěn)的電壓輸出，直流側等效為一個低阻電壓源；后者直流側采用 電感作 為儲能元件，提供一個平穩(wěn)的電流輸出，宜流側等效為一個高阻電流源。由于VSR的結構簡單，儲能效率高、損耗

7、較低、動態(tài)響應快，控制方便，使得VSR宜是PWM 整流器研究和應用的重點，本文主要討論三相電壓型PWM 整流器 的設計與仿真。第一章緒論，說明了 PWM 整流器的研究和學習的價值，以及整個論文的結構；第二章介紹了 PWM 整流器在國外的研究現(xiàn)狀；第三章建立電壓型PWM 整流器的數(shù)學模型； 第四章介紹了很據(jù)PWM 整流器的數(shù)學模型對有功電流和無功電流進行解耦控制， 設計了電壓、 電流雙閉環(huán)調(diào)節(jié)器， 對空間矢量脈寬調(diào)制( space vector pulse width modulation )技術進行詳細分析；第五章對設計的整個PWM 整流系 統(tǒng)進行仿真，分析設計的控制器對擾動的抑制作用以及輸入

8、輸出電壓的動靜態(tài)性 能。第二章研究現(xiàn)狀自 20 世紀 90 年代以來， PWM 整流技術一直是學術界關注和研究的熱點。 隨著研究的深入， PWI 整流技術的相關應用研究也得到發(fā)展， 如有源電力濾波(APF) 、超導儲能 (SMES) 、電氣傳動 (ED) 、高壓直流輸電 (HVDC) 、統(tǒng)一潮流控制 器 (UPFC) 、新型 UPS 以及太陽能、風能等再生能源的并網(wǎng)發(fā)電等，并隨著現(xiàn)代控制理論、微處理器技術以及現(xiàn)代電子技術的推出新，這些應用技術的研究又促使 PWM 整流技術日趨成熟，其主電路已從早期的半控型器件橋路發(fā)展到如今的全控型橋路；拓撲結構已成從單相、三相電路發(fā)展到多相組合及多電平拓撲電路

9、； PWM 調(diào)制方式從由單 純的硬開關調(diào)制發(fā)展到軟開關調(diào)制；功率等級從千瓦級發(fā)展 到兆瓦級，而在主電路 類型上既有電壓源型整流器， 又有電流源型整流器， 兩者 在工業(yè)上已成功投入使用， 但卻多采用模擬芯片 PWM 波發(fā)生器，在閉環(huán)和智能調(diào) 節(jié)比如在風力發(fā)電的并網(wǎng)等 方面均存在較大問題， 尤其是在國， 基于數(shù)字信號微處理器的 PWM 整流器的研究還只是處于初步發(fā)展階段。 當前 PWM 整流器的研究主要體現(xiàn)在如下幾個方面： 1. 關于 PWM 整流器數(shù)學模型的研究 PWM 整流器數(shù)學模型的研究是PWM 整流器及其控制技術的基礎。 A. W. Green提出了基于坐標變換的 PWM 整流器連續(xù)、離散

10、動態(tài)數(shù)學模型， R. Wu 和 S. B. Dewan 等較為系統(tǒng)地建立了 PWM整流器的時域模型，并將時域模型分解成高頻和低頻模 型，且給出了相應的時域解。而 Chun T. R im 和 DongY. Hu 等則利用局部電路的 dq 坐標變換建立了 PWM 整流器基于變壓器的低頻等效模型電路， 并給出了穩(wěn)態(tài)、 動 態(tài) 特性分析。在此基礎上，Hengchun Mao等人建立了一種新穎的降階小信號模型，從而簡化了 PWM 整流器的數(shù)學模型及特性分析。關于 PWM 整流器拓撲結構的研究PWM 整流器的主電路拓撲結構近十幾年來沒有重大突破， 主電路設計的基本原則是在保持系統(tǒng)的基礎上， 盡量簡化電路

11、拓撲結構， 減少開關元件數(shù)， 降低總 成本， 提高系統(tǒng)的可靠性。PWM整流器拓撲結構可分為電流型和電壓型兩大類。其中電壓型 PWM 整流器最顯著的拓撲特征是直流側采用電容進行電流儲能，從而 使整流器 直流側呈低阻抗的電壓源特性。電流型PWM 整流器直流側則是采用大電 感進行電流儲能， 使得整流器直流側呈高阻抗的電流源。 根據(jù)裝置功率的不同， 研究的側重點 不同。 在中小功率場合， 研究集中在減少功率開關和改進直流輸出 性能上； 對于大功 率場合， 研究主要集中在多電平拓撲結構、 變流器組合以及軟開關技術上。 多電平拓撲結構的 PWH 整流器主要應用于高壓大容量場合。而對大 電流應用場合，常采用

12、變 流器組合拓撲結構，即將獨立的電流型 PWM 整流器進行 并聯(lián)組合。關于電壓型PWM 整流黠電流控制技術的研究電壓型 PWM 整流器有兩個控制目標， 一是得到穩(wěn)定的直流電壓， 另一個是使網(wǎng)側電流正弦化并跟蹤電網(wǎng)電壓變化。為了使電壓型PWM 整流器網(wǎng)側呈現(xiàn)受控電 流源特性，其網(wǎng)側電流的控制至關重要，決定了 PWH 整流器的動靜態(tài)性能。電壓型PWM 整流器網(wǎng)側電流控制策略主要分成兩類：間接電流控制策略和直接電流控 制策 略。間接電流控制其網(wǎng)側電流的動態(tài)響應慢，且對系統(tǒng)的參數(shù)比較敏感，適用性不高， 因此逐步被直接電流控制所取代。 與間接電流控制相比， 直接電流控 制電流響應 速度快， 系統(tǒng)魯棒性強

13、， 且容易實現(xiàn)過流保護， 是當今 PWM 整流器電 流控制方案的主流。PWM 整流器系統(tǒng)控制策略的研究控制策略是PWM 整流器控制系統(tǒng)的核心，其優(yōu)劣決定著 PWM 整流器的動靜態(tài)性能以及魯棒性。 PWM 整流器常用的控制方法有滯環(huán)電流控制、固定開關頻率電 流 控制、預測電流控制、直接功率控制、無電網(wǎng)電動勢傳感器及無網(wǎng)側電流傳感器控制、 電網(wǎng)不平衡條件下的珊M 整流器控制、 滑模變結構控制、 反饋精確線性化控制、基于 Lyapunov 穩(wěn)定性理論的控制、模糊控制等，具體如下：滯 環(huán)電流控制滯環(huán)電流控制是一種瞬時值反饋控制模式，其基本思想是將檢測到的實際電 流 信號與電流給定信號值相比較，若實際電

14、流大于指令值，則通過改變變流器的 開關 狀態(tài)使之減小， 反之增大， 使得實際電流圍繞指令電流做鋸齒狀變化， 并將 偏差控制 一定圍，形成滯環(huán)。該控制方法結構簡單，電流響應速度快，易于實現(xiàn) 電流限制，且 控制與系統(tǒng)參數(shù)無關， 系統(tǒng)魯棒性好， 但是開關頻率在一個工頻周 期不固定， 諧波電 流頻譜隨機分布，網(wǎng)側濾波器設計較為困難。固 定開關頻率PWM 電流控制固定開關頻率PWM 電流控制， 一般是指 PWM 載波 (如三角波) 頻率固定不變，而以電流偏差調(diào)節(jié)信號為調(diào)制波的 PWM 控制方法。 該控制方法克服了滯環(huán)電流控 制 開關頻率不固定的缺點，電流響應速度快，系統(tǒng)魯棒性高，但當電流環(huán)均采用 PI

15、調(diào) 節(jié)時，三相靜止坐標系中的 PI 電流調(diào)節(jié)器無法實現(xiàn)電流的無靜差控制。預 測電流控制預測電流控制的思想是從開關的在線優(yōu)化出發(fā)，根據(jù)負載大小及給定電流矢 量 的變化率，推算出使得下一周期電流滿足期望值的電壓矢量來控制 PWM 整流器 的 開關。預測電流控制具有快速的電流響應速度，但其控制效果依賴于系統(tǒng)參數(shù), 魯棒性不高，且受處理器采樣和控制延時影響較大。直 接功率控制直接功率控制通過對PWM 整流器瞬時有功和無功進行直接控制， 達到控制瞬 時輸入電流的目的。該方法具有結構、算法簡單，系統(tǒng)動態(tài)性能好，魯棒性強 , 容易數(shù) 字化實現(xiàn)，對交流側電壓不平衡和諧波失真也具有一定補償作用。無電網(wǎng)電動勢傳感

16、器及無網(wǎng)側電流傳感器控制無電網(wǎng)電動勢傳感器及無網(wǎng)側電流傳感器控制是為進一步簡化電壓型PWM 整流器的信號檢測而提出的控制方法。無電網(wǎng)電動勢傳感器控制主要包括兩類電 網(wǎng)電 動勢的重構方案：其一是通過復功率的估計來重構電網(wǎng)電動勢，是一種開環(huán)估計算法， 因而精度不高， 并且在復功率估計算法中由于含有微分項， 容易引入 干擾； 其二 是基于網(wǎng)側電流偏差調(diào)節(jié)的電網(wǎng)電動勢重構，是一種閉環(huán)估計算法 , 它采用網(wǎng)側電流電流傳感器控制是通偏差的PI調(diào)節(jié)來控制電網(wǎng)電動勢誤差，因而精度較高。無網(wǎng)側 過直流側電流的檢測來重構交流側電流。電網(wǎng)不平衡條件下的 PWM 整流器控制為了使 PWM 整流器在電網(wǎng)不平衡條件下仍能

17、正常運行， 學術界提出了不平衡條件下，網(wǎng)側電流和直流電壓的時域表達式，電網(wǎng)負序分量被認為是導致網(wǎng)側電 流畸變的原因， 同時指出， 在電網(wǎng)不平衡條件下， 常規(guī)的控制方法會使直流電壓產(chǎn)生偶次諧波分量，交流側會有奇次諧波電流。為此， D. Vincenti 等人較為系 統(tǒng)地提出了正序呦坐標系中的前饋控制策略，即通過負序分量的前饋控制來抑 制電網(wǎng)負序分量的影響。但是由于該方法的負序分量在呦坐標下不是直流量， 導致 PI 調(diào)節(jié)不能實現(xiàn)無靜差控制。因此，又有人提出了正、負序雙旋轉坐標系 控制，該方法實現(xiàn)了無靜差控制，是較完善的理論，但是其控制的結構比較復雜， 運算量大?；Ｗ兘Y構控制滑模變結構控制本質(zhì)上是

18、一種非線性控制，其非線性特性表現(xiàn)為控制的不連續(xù)性， 特點是系統(tǒng)結構并不固定， 而是可以在動態(tài)過程中， 根據(jù)系統(tǒng)當前的狀態(tài)不斷變化，迫使系統(tǒng)按照指定的滑動模態(tài)運動。采用滑模變結構控制，可以使口刖整流器不依賴于電網(wǎng)電壓、 開關器件以及負載參數(shù)， 對參數(shù)變化及干擾具有不變性， 即強魯棒性， 但控制器設計中滑模系數(shù)的選取比較困難， 選取不當容易 給系統(tǒng)帶來不利抖動， 造成系統(tǒng)不穩(wěn)。反饋精確線性化控制反饋精確線性化控制利用微分幾何理論對非線性系統(tǒng)進行結構分解、分析及控制設計，通過采用適當?shù)姆蔷€性坐標變換和非線性狀態(tài)反饋量，從而使非線性 系統(tǒng)得以在大圍甚至在全局圍線性化，這樣就可以方便地使用線性控制理論對

19、非 線性系統(tǒng)進行控制器的設計。 將反饋精確線性化用于PWM 整流器的控制， 可以使 輸入電流快速跟蹤網(wǎng)壓且畸變較小， 具有良好的魯棒性。 該方法非線性控制器設計比較復雜，涉及多次坐標變換，運算量較大?；?于 Lyapunov 穩(wěn)定性理論的控制現(xiàn)有大多數(shù)PWM 整流器控制策略是基于小信號模型， 應用線性控制理論進行設計。 因此， 只有在系統(tǒng)的狀態(tài)和輸入在小干擾的情況下能保證系統(tǒng)的穩(wěn)定， 在 大圍干 擾的情況下， 難以使系統(tǒng)穩(wěn)定， 為了保證 PWM 整流器在大圍干擾的情況下 能穩(wěn)定運 行并具有良好的動靜態(tài)性能，國外學者已將Lyapunov 穩(wěn)定理論應用到 系統(tǒng)控制設計中。對于非線性系統(tǒng)，只要找到合

20、適的 Lyapunov 函數(shù)，就可以利 用該函數(shù)對系統(tǒng)控 制器進行設計，采用 Lyapunov 穩(wěn)定理論設計的 PWM 整流器， 電流跟蹤給定值效果 明顯變好，同時克服了系統(tǒng)參數(shù)變化對電流跟蹤的影響，在大圍干擾的情況下系統(tǒng)穩(wěn)定，并具有良好的動態(tài)性能，但構造Lyapunov 函數(shù)比 較困難，難以確定最佳能量函數(shù)。模糊控制模糊控制是將系統(tǒng)的動態(tài)映射關系通過隸屬度函數(shù)和模糊規(guī)則體現(xiàn)出來，首先將確定性輸入量模糊化，利用模糊推理得到模糊輸出，再用清晰化的方法得到 輸出的確定量， 這樣輸入輸出是一組規(guī)則。 采用模糊控制可以使PWM 整流器具有如下特點： 控制頻率不受輸入電源頻率的限制， 只與程序執(zhí)行周期有

21、關； 輸入電 流快速跟蹤電網(wǎng)電壓， 諧波低， 功率因數(shù)高； 對系統(tǒng)參數(shù)不敏感， 且能適用負載 的非線性變化； 模型完全離散化，易于數(shù)字實現(xiàn)。國目前的研究主要集中于控制方法的實驗研究，分析各參數(shù)與系統(tǒng)性能之間 的關系， 并找出改善電流跟蹤性能、 提高輸入功率因數(shù)的方法， 其中仿真和實驗是主要手段，對于系統(tǒng)建模研究較少。第三章 三相電壓型PWM整流器系統(tǒng)建模建立數(shù)學模型是深入分析和研究 PWM整流器的工作機理以及動態(tài)和靜態(tài)特 性 的重要前提。本旗的主要容是建立 PWM整流器在三相靜止坐標系和兩相同步旋 轉 坐標系下的數(shù)學模型，方便進一步為三相電壓型 PWM整流器設計合理的控制器,以 到達抑制擾動、

22、提高輸入輸出電壓電流的動靜態(tài)性能的目的。本文設計的PWM整流器主電路采用三相電壓型拓撲結構，其主電路原理結構在上圖中， U,、Sc分別表示三相電網(wǎng)相電壓， % U&、4,分別 為變換器側 相電壓，i一衣分別為網(wǎng)側相電流，ix分別為變換器 側相電流，A為網(wǎng)側電感，忌為網(wǎng) 側電感寄生電阻，A為變換器側電感， &為 變換器側電感寄生電阻，5為濾波電容, 心為避免LCL型濾波器出現(xiàn)零阻抗諧 振點而設置的阻尼電阻，耳、一、 S3、為、S5、S&分別表示6個功率開關，Rl為宜流側負載。3.1三相靜止坐標系下的數(shù)學模型由于三相電壓型PWM整流器的控制器帶寬主要位于低頻段，因此，需建立在低頻段時的數(shù)學模型。并

23、且 LCL濾波器在高頻段的濾波特性比 L濾波器要好，而 在 低頻段的頻率特性與L濾波器幾乎一樣。因此在設計三相電壓型PWM整流器位于低頻段的數(shù)學模型時，可忽略阻尼電阻和濾波電容的影響，將 LCL濾波器等效成L濾波器進行建模。對于開關管的不同開關狀態(tài)，建立如下方程：開關管上橋臂導通開關管下橋臂導通(k = a .b.c)(3-1)由圖3-1所示的主電路拓撲結構，根據(jù)基爾霍夫電壓、電流定律可得三相電 壓 型PWM整流器在三相靜止坐標系下的數(shù)學模型為：f ?atat(3-2)L牛。=Sk + &iih + Scih. -iL dt上式中：LCL濾波器總電感A .= A+A；總的電感寄生電阻&?=&

24、+ ?;匕尺=陽+ 口切；UkN = SkUdc, k = 2牝.對于三相對稱系統(tǒng)有4+乙+/嚴0h+沁=0(3-3)聯(lián)立式（32）和（33）可得:(3-4)由式（3-4）可得整流器側相電壓為：U廠2耳。kAa.b.c /(3-5)3.2兩相靜止妙坐標系下的數(shù)學模型由式（3-3）可知，對于三相對稱系統(tǒng)，三相變M中只有兩相是獨立的，即 任意 一相變M可由另外兩相變M進行表示。因此，三相原始數(shù)學模型并不是對該實際對象的最簡潔描述，完全可以而且也有必要用兩相模型替代。由三相靜止坐標系到兩相靜止如坐標系的變換稱為 clarke變換，也叫3s/2s變換。 采用幅值守恒原則（即經(jīng) clarke變換前后，通

25、用矢M在各自坐標系 中的幅值大小不 變）的clarke變換矩陣為：_2QV/25732(3-6)利用式（3-3）的約束條件可將式（3-6）擴展成為:由式(3-7)求反變換可得clarke逆變換矩陣:(3-7)(3-8)可得兩相靜止妙坐標系列到三相靜對式(3-8)所示矩陣，去掉其第三列, 止坐標系的變換矩陣為：(3-9)根據(jù)式(3-6)所示的變換關系，對式(3-2)進行坐標變換可得三相電壓型PWM整流器在兩相靜止妙坐標系下的數(shù)學模型為：(3-10)三相整流器側dA+ R/10 =匕 0-40dT = | ( S/g + S ) - iL上式中：“汰、”站分別是三相電網(wǎng)電壓在妙軸的分分別是電壓在妙

26、軸上的分M w分別是整流器側電流在妙軸的分i; S- +分別是開關函數(shù)在妙軸的分3. 3兩相同步旋轉勿坐標系下的數(shù)學模型由于三相電網(wǎng)電壓、電流等是對稱的三相正弦變對其進行clarke變換 后，其在兩相靜止妙坐標系下的a、0軸上的分M仍為正弦變而正弦變M不利于數(shù)字化實現(xiàn)，造成了對控制系統(tǒng)設計困難，也對系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能造成一定的影響。因此，人們提出了park變換，也可記為2s/2r變換。該變換能夠?qū)⒃趦上囔o止妙坐標系下的基波正弦變量變換到兩相同步旋轉切坐標系下 的直流變量。根據(jù)此直流變量可使控制器的設計變得簡單。假定三相電網(wǎng)電壓矢量以恒定的角速度e 進行旋轉，則可得三相電網(wǎng)電壓的 表達式為：c

27、os （期 + q）U%=t/,cos （曲 _|/r + q, （ 2 （3-11）U2c = COS曲+才龍+久上式中：y ”為三相電網(wǎng)相電壓峰值，%為初始相位角。從兩相靜止妙坐標系列到兩相旋轉呦坐標系的坐標變換矩陣為 :(3-12)cos (曲 + %) sin (AX + Q)_sin (期 + q) cos (期 + 仇)3-12）可得兩相旋轉呦坐標系到兩相靜止Q0 坐標系的變換矩陣為 :(3-13)COSQf +_sin(期 + q)Q) I sing + q) cos(期 + q)利用式（ 3-12）和對式（ 3-10 ）進行坐標變換，可得到三相 VSR 在兩相同步旋di 轉呦坐

28、標系下的數(shù)學模型：(3-14)上式中： 5、”為分別為網(wǎng)側電壓在兩相同步癥轉坐標系下軸和彳軸分量 ;%、 分別我整流器側電壓在兩相同步旋轉坐標系下軸和軸分量；匚、 ?分 別為整流器側電流在兩相同步旋轉坐標系下d軸和軸分Sd、s?分別 為開關函數(shù)在兩相同步旋轉坐標系下下 d 軸和軸分量。第四章 三相電壓型PWM整流器控制器設計宜接電流控制對整流器輸入電流進行閉環(huán)控制，可以補償系統(tǒng)參數(shù)變化帶來的誤差以及管壓降和死區(qū)的影響，具有良好的動靜態(tài)性能。而且通過對電流指令進行限幅就可以很容易的實現(xiàn)過流保護。因此本設計中采用宜接電流控制方法。宜接電流控制的PWM整流器的控制器均采用雙閉環(huán)結構。 電壓外環(huán)通過對

29、宜 流 母線電壓的調(diào)節(jié)得到交流電流指令瞬時值。電流環(huán)的作用是按電壓外環(huán)輸出的電流指令進行電流控制，使整流器的實際輸入電流能夠跟蹤電流給定，從而實現(xiàn)單位功率因數(shù)正弦波電流控制。4.1電流環(huán)控制器設計整流器輸入電流的控制性能是整流器控制效果好壞的關鍵。從本質(zhì)上講，整 流 器是一種將交流側電能通過整流橋轉換到宜流側電能的一種能M變換裝置。由于電網(wǎng)電壓可認為是不變的，所以對整流器輸入電流快速有效的控制也就有效地控制了電能從交流側到宜流側傳遞的速度和大小。由式(3-14)可得，整流器側輸入電流滿足下式： 廣(4-1)。% + Ry&/ =乙-Sg + 3d d dt由上式可知，d、9軸電流除了受到控制變

30、M耳八匕勺的影響外，還受到網(wǎng) 側電壓 ”為的擾動影響。另外從上式還可以看出d、4軸電流相互耦合，給控制設的設計造成了一定的困難，將式(4-1)進行拉氏變換，并整理得：%!勾占r T(4-2)由于軸電流和。軸電流之間具有對稱性，所以此處僅討論軸電流匚的控制器的設計，。軸電流的控制器可用類似的方法求出。以 Ad為被控對象，Sd作 為控制 器的輸出，由式(4-2)可得d軸電流閉環(huán)反饋控制框圖如下：叫iqId I圖4-1 d軸電流環(huán)閉環(huán)控制框圖由圖4-1知，電流閉環(huán)控制器輸出為:匕廠 C（$）（一）（43）由圖4-1可知，軸電流不僅與電流給定有關，而且還受到 9軸電流和電網(wǎng) 電 壓d軸分M的干擾。于是

31、可用前饋解耦算法消除耦合的 g軸電流和電網(wǎng)電壓d軸分M 干擾的影響。采用前饋解耦算法的軸電流環(huán)閉環(huán)控制框圖如下：圖4-2采用前饋解耦算法的d軸電流環(huán)閉環(huán)控制框圖由圖4-2可得，采用前饋解耦后的閉環(huán)控制器輸出為：% =C（s）（匚叫）+乙+譏凡（4-4）簡化圖4-2可得：圖4-3前饋解耦后的軸電流環(huán)閉環(huán)控制框圖從圖4-3中，可以看到采用前饋解耦方法消除？軸耦合電流和電網(wǎng)電壓的擾 動后, 電流壞被控對象可以簡化成一個簡單的一階慣性壞節(jié)。同時，由于引入電網(wǎng)擾動電壓作為前饋補償，大大提高了系統(tǒng)的抗干擾能力。通常情況下，選擇電流控制器 C(s)為PI控制器，其傳遞函數(shù)為：C($)=心+如=如也巴，島二電

32、(4-5)s qs5考慮電流環(huán)信號采樣的延時和 PWM控制的小慣性特性，已解耦的d軸電流環(huán) 結 構如圖4-4所示：ld圖4-4 軸電流環(huán)控制框圖上圖中，為電流環(huán)電流采樣周期(也為PWH開關周期八Kp期為橋路PWH等效增益。將小時間常數(shù)鼻、7;合并，可得簡化的電流環(huán)結構，如下圖所示:2圖4-5化簡后的d軸電流環(huán)控制框圖I當考慮電流環(huán)需要獲得較快的電流跟隨性能時，可按典型I型系統(tǒng)設計電流 調(diào)節(jié)器。從圖4-5中可以看出，只需將 PI調(diào)節(jié)器的零點抵消電流控制對象傳遞函數(shù)的 極點即可。即升=2,經(jīng)校正后的電流環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為:w W) = 一 (4-6)八)/?聲(1? 57; + 1)由典型I型系統(tǒng)最

33、優(yōu)參數(shù)整定關系，當取系統(tǒng)阻尼比=0.707時，有：(一了)中 Kpwu = _LRi丁2求解可得:式（4-8）位電流環(huán)34K小|制(4-8)PI調(diào)節(jié)控制參數(shù)的計算公式。由圖4-5還可求得解耦后的電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)為(4-9)當開關頻率足夠高，即 7;足夠小時，由于芒項系數(shù)遠小于 s項系數(shù)，因此可 忽略項，則式（4-9）可化簡為：RtT(4-10)將式（4-8）代入（4-10）可得電流環(huán)簡化都的等效傳遞函數(shù)為(4-11)式（4-11）表明：當電流環(huán)按典型I型系統(tǒng)設計時，電流環(huán)可近似等效為一 個慣 性環(huán)節(jié)，其慣性時間常數(shù)為3耳。顯然，當開關頻率足夠高時， 電流環(huán)具有 較快的動 態(tài)響應。當閉環(huán)控制系

34、統(tǒng)的閉環(huán)增益減少至 -3dB或其相移為以寧時，該點可定義為 閉環(huán) 系統(tǒng)頻帶寬度人。對于按典型I型系統(tǒng)設計的三相電壓型 PWM整流器電流環(huán) 系統(tǒng), 由于該電流環(huán)可等效成一階慣性環(huán)節(jié)，因此電流環(huán)頻帶寬度幾為：2人(37.)八 207八- 20(4-12)上式中，人為電流環(huán) PWM開關調(diào)制頻率。由式（4-12）可知，按上面討論的方法設計的電流環(huán)控制器不僅滿足快速性要求，同時對高頻干擾，如開關頻率噪聲也有較強的抑制能力。4.2電壓外環(huán)控制器設計電壓外環(huán)控制的目的是為了穩(wěn)定整流器宜流側電壓”血。令三相電網(wǎng)基波電勢為: 2 k=COS?)2、U2h = U mCOS cot-二 7T(4 一 13)3 J

35、ScT COS? + |j為簡化控制系統(tǒng)設計，當開關頻率遠高于電網(wǎng)電壓基波頻率時，可忽略 PWM分即只考慮開關函數(shù) & (k=a,b,c)的低頻分則：S& = 0.5/7? cos (期一 q) + 0.5 ( 2、 TOC o 1-5 h z Sh=0.5/HCOS cot_二兀一 +0.5(4 一14) (2Sh =0.5n?coscot + 7r-0)1 + 0.5上式中為開關函數(shù)基波初始相位角；加為PWH調(diào)制比(加51)。對于單位功率因數(shù)正弦波電流控制，三相電壓型PWM整流器網(wǎng)側電流為：心=An COS(曲)(4-15)2 COt7t2 CDt + -7t宜流側電流。可由開關函數(shù)描述A

36、HFS由式(4-14). (4-15). (4-16)可得：(4-16)b”.75M, cos(q)(4-17)綜合以上分析，可得三相 VSR電壓外環(huán)控制結構圖如下所示：圖4-6三相VSR電壓外環(huán)控制結構圖上圖中，6為電壓外環(huán)采樣小慣性時間常數(shù)；Kg 7;為PI調(diào)節(jié)器參數(shù)；比為電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)。由前面的分析已知觀（二匚冷。由于0.75w4cos（八）是一時變環(huán)節(jié)，這給電壓環(huán)設計帶來困難。為此可以考慮以該環(huán)的最大比例增益0.75代替。因為 最大增益對整個電壓環(huán)的穩(wěn)定性影響最大，所以這種近似是合理的。將小時間常數(shù)？和電流環(huán)等效時間常數(shù) 37;合并得Tn, = rv+ 3Tso在不考慮負載電流擾動

37、的情況下，經(jīng)簡化的電壓環(huán)控制結構圖如下圖所示sC. acU.UC圖4-7三相VSR電壓外環(huán)控制簡化結構圖由于電壓外環(huán)的主要作用是穩(wěn)定整流器宜流側電壓，因此，對系統(tǒng)進行設計時,應著重考慮電壓外環(huán)的抗干擾性能。此時，可按典型 I【型系統(tǒng)設計電壓調(diào)節(jié)器。 由 圖4-7可得電壓外環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為：(4-18)0.75K 叩(1+7)CdcTvS2(Tn+)電壓環(huán)中頻寬九為(4-19)由典型I 型系統(tǒng)控制器參數(shù)整定關系得(4-20)綜合考慮電壓外環(huán)控制系統(tǒng)的抗擾性和跟隨性，工程上一般取中頻寬=2 = 5,將h、？幾二5代入式（4-20）,可得電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)參數(shù)為：7； =57； I,，（4-21）什h由上式得:另外，當采用典型(4-22)I 型系統(tǒng)設計電壓環(huán)時，電壓環(huán)控制系統(tǒng)截止頻率g?為:(4-23)當rv=Ts時，由式（4T9）可得:7； =5 憶=5(%+3 人)=207；(4-24)由式（4-23）和式（4-24）可得:(4-25)則電壓環(huán)控制系統(tǒng)頻帶寬度屁為(4-26)一 3做一J- 3* 0.024/v2 兀 20Tv x 2”上式中，人為PWM開關頻率。第五章仿真針對設計的控制器，在 MATLAB/Simulink中搭建仿真電路,檢測控制器對抑 制擾動、提高輸入輸出電壓電流的動靜態(tài)性能的效果。仿真圖如下：圖5-1三相電壓