三相電壓型整流器的設計及仿真

1、-. z.CENTRAL SOUTH UNIVERSITY電力電子裝置課程設計報告題目三相電壓型整流器設計學生 * * * 指導教師* 學院信息院專業(yè) *完成時間2017.1.2 第一章緒論隨著功率半導體器件技術的進步，電力電子變流裝置技術得到了快速開展，出現(xiàn)了以脈寬調(diào)制PWM控制為根底的各種變流裝置，如變頻器、逆變電源，高頻開關電源以及各類特種變流器等，電力電子裝置在國民經(jīng)濟各領域取得了廣泛的應用，但是這些裝置的使用會對電網(wǎng)造成嚴重的諧波污染問題。傳統(tǒng)的整流方式會無論是二極管不控整流還是晶閘管相控整流電路能量均不能雙向傳遞，不僅降低能源的利用率還會增加一定的污染，主要缺點是：1無功功率的增加

2、造成了裝置功率因素降低，會導致?lián)p耗增加，降低電力裝置的利用率等；2諧波會引起系統(tǒng)部相關器件的誤動作，使得電能的計量出現(xiàn)誤差，外部對信號產(chǎn)生嚴重干擾；3傳統(tǒng)的構造，能量只能單向流動，使得控制系統(tǒng)的能量利用率不高，不能起到節(jié)能減排的作用。電網(wǎng)污染的日益嚴重引起了各國的高度重視，許多國家都已經(jīng)制定了限制諧波的國家標準，國際電氣電子工程師協(xié)會(IEEE)，國際電工委員會(IEC)和國際大電網(wǎng)會議(CIGRE)紛紛推出了自己的諧波標準。國際電工學會于1988年對諧波標準IEC555-2進展了修正，歐洲制定IEC1000-3-2標準。我國國家技術監(jiān)視局也于1994年公布了電能質量公用電網(wǎng)諧標準(GB/T

3、14549-93)，傳統(tǒng)變流裝置大多數(shù)已不符合這些新的標準，面臨前所未有的挑戰(zhàn)。目前，抑制電力電子裝置對電網(wǎng)污染的方法有兩種：一是設置補償裝置。通過對頻率諧波進展補償，這種方式適用于所有諧波源，但其缺點是只能對規(guī)定頻率的諧波進展補償，應用圍受限。并且當受到電網(wǎng)阻抗特性或其他外界干擾，容易發(fā)生并聯(lián)諧振，導致*些諧波被放大進而使濾波器過載或燒毀；而是對整流器裝置本身性能進展改造，通過優(yōu)化控制策略和參數(shù)設置，使網(wǎng)側輸入的電壓和電流呈現(xiàn)接近于同相位的正弦波，實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行即功率因數(shù)為1。目前治理諧波和無功主要是采用功率因數(shù)校正技術(PFC技術)，由于PWM調(diào)制技術引入整流器中，使得整流器能夠獲得

4、較好的直流電壓并且實現(xiàn)網(wǎng)側電流正弦化，PWM整流技術已經(jīng)成為治理電網(wǎng)污染的主要技術手段。PFC技術雖然具有控制簡單、功率因數(shù)高、總諧波失真小和易于電路設計等優(yōu)點，但是其構造并沒有發(fā)生根本變化只是在輸出側加了一個開關管，而重要的交流側還是選取二極管做為開關器件，其整流方式只能是單一方向的不能實現(xiàn)能量的雙向流動，它在單相電路中有著廣泛的用途，但是由于其自身性質決定其難以用于三相電電路中；PWM整流技術交流側采用全控器件，與傳統(tǒng)PFC相比，PWM整流技術可以在任意功率因數(shù)運行可以實現(xiàn)能量雙向流動而且具有較好的電流品質和更快的動態(tài)響應速度，因而真正實現(xiàn)了綠色電能變換提高了系統(tǒng)電能的利用率減少了資源的浪

5、費。由上述分析可知，對PWM整流器進展控制研究符合建立資源節(jié)約型和環(huán)境友好型社會開展的需要，具有重要經(jīng)濟和社會價值。PWM整流器可實現(xiàn)能量雙向流動并具有優(yōu)良的輸出特性，與二極管不控整流和晶閘管相控整流相比，具有以下特點：1可以實現(xiàn)能量的雙向流動且功率因數(shù)任意可調(diào)；(2)網(wǎng)側電流近似正弦化，諧波含量少；(3)具有較好的動態(tài)性能，適合動態(tài)性能要求高且開關頻率變化快的場合；4)直流輸出電壓穩(wěn)定且電壓波形品質高。PWM整流器在功率因數(shù)校正、諧波抑制以及能量回饋等應用方面具有其突出的優(yōu)勢，故很早就已經(jīng)成為電力電子技術研究的最具意義的容之一。經(jīng)過各國學者和專家多年的實驗和研究，在數(shù)學模型、主電路拓撲構造和

6、控制策略等各個方面，PWM整流器均取得了較為成功的研究成果。對于學生來說，設計高性能三相PWM整流器是很具有學習和研究價值的課題。PWM整流器的分類方法很多，最根本的分類方法是按照直流儲能形式可分為電壓型整流器VSR和電流型整流器(CSR)兩種，前者直流側采用電容為儲能元件，提供一個平穩(wěn)的電壓輸出，直流側等效為一個低阻電壓源；后者直流側采用電感作為儲能元件，提供一個平穩(wěn)的電流輸出，直流側等效為一個高阻電流源。由于VSR的構造簡單，儲能效率高、損耗較低、動態(tài)響應快，控制方便，使得VSR一直是PWM整流器研究和應用的重點，本文主要討論三相電壓型PWM整流器的設計與仿真。第一章緒論，說明了PWM整流

7、器的研究和學習的價值，以及整個論文的構造；第二章介紹了PWM整流器在國外的研究現(xiàn)狀；第三章建立電壓型PWM整流器的數(shù)學模型；第四章介紹了很據(jù)PWM整流器的數(shù)學模型對有功電流和無功電流進展解耦控制，設計了電壓、電流雙閉環(huán)調(diào)節(jié)器，對空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulse width modulation)技術進展詳細分析；第五章對設計的整個PWM整流系統(tǒng)進展仿真，分析設計的控制器對擾動的抑制作用以及輸入輸出電壓的動靜態(tài)性能。第二章研究現(xiàn)狀自 20 世紀 90 年代以來，PWM整流技術一直是學術界關注和研究的熱點。隨著研究的深入，PWM整流技術的相關應用研究也得到開展，如有源電力濾波

8、(APF)、超導儲能(SMES)、電氣傳動(ED)、高壓直流輸電(HVDC)、統(tǒng)一潮流控制器(UPFC)、新型UPS 以及太陽能、風能等再生能源的并網(wǎng)發(fā)電等，并隨著現(xiàn)代控制理論、微處理器技術以及現(xiàn)代電子技術的推出新，這些應用技術的研究又促使PWM整流技術日趨成熟，其主電路已從早期的半控型器件橋路開展到如今的全控型橋路；拓撲構造已成從單相、三相電路開展到多相組合及多電平拓撲電路；PWM調(diào)制方式從由單純的硬開關調(diào)制開展到軟開關調(diào)制；功率等級從千瓦級開展到兆瓦級，而在主電路類型上既有電壓源型整流器，又有電流源型整流器，兩者在工業(yè)上已成功投入使用，但卻多采用模擬芯片PWM波發(fā)生器，在閉環(huán)和智能調(diào)節(jié)比方

9、在風力發(fā)電的并網(wǎng)等方面均存在較大問題，尤其是在國，基于數(shù)字信號微處理器的PWM整流器的研究還只是處于初步開展階段。當前PWM整流器的研究主要表達在如下幾個方面：1. 關于PWM整流器數(shù)學模型的研究PWM整流器數(shù)學模型的研究是PWM整流器及其控制技術的根底。A. W.Green提出了基于坐標變換的PWM整流器連續(xù)、離散動態(tài)數(shù)學模型，R.Wu和等較為系統(tǒng)地建立了PWM整流器的時域模型，并將時域模型分解成高頻和低頻模型，且給出了相應的時域解。而Chun T.Rim和DongY.Hu等則利用局部電路的坐標變換建立了PWM整流器基于變壓器的低頻等效模型電路，并給出了穩(wěn)態(tài)、動態(tài)特性分析。在此根底上，Hen

10、gchun Mao等人建立了一種新穎的降階小信號模型，從而簡化了PWM整流器的數(shù)學模型及特性分析。2. 關于PWM整流器拓撲構造的研究PWM整流器的主電路拓撲構造近十幾年來沒有重大突破，主電路設計的根本原則是在保持系統(tǒng)的根底上，盡量簡化電路拓撲構造，減少開關元件數(shù)，降低總本錢，提高系統(tǒng)的可靠性。PWM整流器拓撲構造可分為電流型和電壓型兩大類。其中電壓型PWM整流器最顯著的拓撲特征是直流側采用電容進展電流儲能，從而使整流器直流側呈低阻抗的電壓源特性。電流型PWM整流器直流側則是采用大電感進展電流儲能，使得整流器直流側呈高阻抗的電流源。根據(jù)裝置功率的不同，研究的側重點不同。在中小功率場合，研究集中

11、在減少功率開關和改良直流輸出性能上；對于大功率場合，研究主要集中在多電平拓撲構造、變流器組合以及軟開關技術上。多電平拓撲構造的PWM整流器主要應用于高壓大容量場合。而對大電流應用場合，常采用變流器組合拓撲構造，即將獨立的電流型PWM整流器進展并聯(lián)組合。3. 關于電壓型PWM整流器電流控制技術的研究電壓型PWM整流器有兩個控制目標，一是得到穩(wěn)定的直流電壓，另一個是使網(wǎng)側電流正弦化并跟蹤電網(wǎng)電壓變化。為了使電壓型PWM整流器網(wǎng)側呈現(xiàn)受控電流源特性，其網(wǎng)側電流的控制至關重要，決定了PWM整流器的動靜態(tài)性能。電壓型PWM整流器網(wǎng)側電流控制策略主要分成兩類：間接電流控制策略和直接電流控制策略。間接電流控

12、制其網(wǎng)側電流的動態(tài)響應慢，且對系統(tǒng)的參數(shù)比擬敏感，適用性不高，因此逐步被直接電流控制所取代。與間接電流控制相比，直接電流控制電流響應速度快，系統(tǒng)魯棒性強，且容易實現(xiàn)過流保護，是當今PWM整流器電流控制方案的主流。4. PWM整流器系統(tǒng)控制策略的研究控制策略是PWM整流器控制系統(tǒng)的核心，其優(yōu)劣決定著PWM整流器的動靜態(tài)性能以及魯棒性。PWM整流器常用的控制方法有滯環(huán)電流控制、固定開關頻率電流控制、預測電流控制、直接功率控制、無電網(wǎng)電動勢傳感器及無網(wǎng)側電流傳感器控制、電網(wǎng)不平衡條件下的PWM整流器控制、滑模變構造控制、反應準確線性化控制、基于Lyapunov穩(wěn)定性理論的控制、模糊控制等，具體如下：

13、1) 滯環(huán)電流控制滯環(huán)電流控制是一種瞬時值反應控制模式，其根本思想是將檢測到的實際電流信號與電流給定信號值相比擬，假設實際電流大于指令值，則通過改變變流器的開關狀態(tài)使之減小，反之增大，使得實際電流圍繞指令電流做鋸齒狀變化，并將偏差控制一定圍，形成滯環(huán)。該控制方法構造簡單，電流響應速度快，易于實現(xiàn)電流限制，且控制與系統(tǒng)參數(shù)無關，系統(tǒng)魯棒性好，但是開關頻率在一個工頻周期不固定，諧波電流頻譜隨機分布，網(wǎng)側濾波器設計較為困難。2固定開關頻率PWM電流控制固定開關頻率PWM電流控制，一般是指PWM載波(如三角波)頻率固定不變，而以電流偏差調(diào)節(jié)信號為調(diào)制波的PWM控制方法。該控制方法克制了滯環(huán)電流控制開關

14、頻率不固定的缺點，電流響應速度快，系統(tǒng)魯棒性高，但當電流環(huán)均采用PI調(diào)節(jié)時，三相靜止坐標系中的PI電流調(diào)節(jié)器無法實現(xiàn)電流的無靜差控制。3預測電流控制預測電流控制的思想是從開關的在線優(yōu)化出發(fā)，根據(jù)負載大小及給定電流矢量的變化率，推算出使得下一周期電流滿足期望值的電壓矢量來控制PWM整流器的開關。預測電流控制具有快速的電流響應速度，但其控制效果依賴于系統(tǒng)參數(shù)，魯棒性不高，且受處理器采樣和控制延時影響較大。4直接功率控制直接功率控制通過對PWM整流器瞬時有功和無功進展直接控制，到達控制瞬時輸入電流的目的。該方法具有構造、算法簡單，系統(tǒng)動態(tài)性能好，魯棒性強，容易數(shù)字化實現(xiàn)，對交流側電壓不平衡和諧波失真

15、也具有一定補償作用。5) 無電網(wǎng)電動勢傳感器及無網(wǎng)側電流傳感器控制無電網(wǎng)電動勢傳感器及無網(wǎng)側電流傳感器控制是為進一步簡化電壓型PWM整流器的信號檢測而提出的控制方法。無電網(wǎng)電動勢傳感器控制主要包括兩類電網(wǎng)電動勢的重構方案：其一是通過復功率的估計來重構電網(wǎng)電動勢，是一種開環(huán)估計算法，因而精度不高，并且在復功率估計算法中由于含有微分項，容易引入干擾；其二是基于網(wǎng)側電流偏差調(diào)節(jié)的電網(wǎng)電動勢重構，是一種閉環(huán)估計算法，它采用網(wǎng)側電流偏差的PI調(diào)節(jié)來控制電網(wǎng)電動勢誤差，因而精度較高。無網(wǎng)側電流傳感器控制是通過直流側電流的檢測來重構交流側電流。6) 電網(wǎng)不平衡條件下的PWM整流器控制為了使PWM整流器在電網(wǎng)

16、不平衡條件下仍能正常運行，學術界提出了不平衡條件下，網(wǎng)側電流和直流電壓的時域表達式，電網(wǎng)負序分量被認為是導致網(wǎng)側電流畸變的原因，同時指出，在電網(wǎng)不平衡條件下，常規(guī)的控制方法會使直流電壓產(chǎn)生偶次諧波分量，交流側會有奇次諧波電流。為此，D.Vincenti等人較為系統(tǒng)地提出了正序坐標系中的前饋控制策略，即通過負序分量的前饋控制來抑制電網(wǎng)負序分量的影響。但是由于該方法的負序分量在坐標下不是直流量，導致 PI 調(diào)節(jié)不能實現(xiàn)無靜差控制。因此，又有人提出了正、負序雙旋轉坐標系控制，該方法實現(xiàn)了無靜差控制，是較完善的理論，但是其控制的構造比擬復雜，運算量大。7) 滑模變構造控制滑模變構造控制本質上是一種非線

17、性控制，其非線性特性表現(xiàn)為控制的不連續(xù)性，特點是系統(tǒng)構造并不固定，而是可以在動態(tài)過程中，根據(jù)系統(tǒng)當前的狀態(tài)不斷變化，迫使系統(tǒng)按照指定的滑動模態(tài)運動。采用滑模變構造控制，可以使PWM整流器不依賴于電網(wǎng)電壓、開關器件以及負載參數(shù)，對參數(shù)變化及干擾具有不變性，即強魯棒性，但控制器設計中滑模系數(shù)的選取比擬困難，選取不當容易給系統(tǒng)帶來不利抖動，造成系統(tǒng)不穩(wěn)。8) 反應準確線性化控制反應準確線性化控制利用微分幾何理論對非線性系統(tǒng)進展構造分解、分析及控制設計，通過采用適當?shù)姆蔷€性坐標變換和非線性狀態(tài)反應量，從而使非線性系統(tǒng)得以在大圍甚至在全局圍線性化，這樣就可以方便地使用線性控制理論對非線性系統(tǒng)進展控制器的

18、設計。將反應準確線性化用于PWM整流器的控制，可以使輸入電流快速跟蹤網(wǎng)壓且畸變較小，具有良好的魯棒性。該方法非線性控制器設計比擬復雜，涉及屢次坐標變換，運算量較大。9) 基于Lyapunov穩(wěn)定性理論的控制現(xiàn)有大多數(shù)PWM整流器控制策略是基于小信號模型，應用線性控制理論進展設計。因此，只有在系統(tǒng)的狀態(tài)和輸入在小干擾的情況下能保證系統(tǒng)的穩(wěn)定，在大圍干擾的情況下，難以使系統(tǒng)穩(wěn)定，為了保證PWM整流器在大圍干擾的情況下能穩(wěn)定運行并具有良好的動靜態(tài)性能，國外學者已將Lyapunov穩(wěn)定理論應用到系統(tǒng)控制設計中。對于非線性系統(tǒng)，只要找到適宜的Lyapunov函數(shù)，就可以利用該函數(shù)對系統(tǒng)控制器進展設計，采

19、用Lyapunov穩(wěn)定理論設計的PWM整流器，電流跟蹤給定值效果明顯變好，同時克制了系統(tǒng)參數(shù)變化對電流跟蹤的影響，在大圍干擾的情況下系統(tǒng)穩(wěn)定，并具有良好的動態(tài)性能，但構造 Lyapunov函數(shù)比擬困難，難以確定最正確能量函數(shù)。10)模糊控制模糊控制是將系統(tǒng)的動態(tài)映射關系通過隸屬度函數(shù)和模糊規(guī)則表達出來，首先將確定性輸入量模糊化，利用模糊推理得到模糊輸出，再用清晰化的方法得到輸出確實定量，這樣輸入輸出是一組規(guī)則。采用模糊控制可以使PWM整流器具有如下特點：控制頻率不受輸入電源頻率的限制，只與程序執(zhí)行周期有關；輸入電流快速跟蹤電網(wǎng)電壓，諧波低，功率因數(shù)高；對系統(tǒng)參數(shù)不敏感，且能適用負載的非線性變化

20、；模型完全離散化，易于數(shù)字實現(xiàn)。國目前的研究主要集中于控制方法的實驗研究，分析各參數(shù)與系統(tǒng)性能之間的關系，并找出改善電流跟蹤性能、提高輸入功率因數(shù)的方法，其中仿真和實驗是主要手段，對于系統(tǒng)建模研究較少。第三章三相電壓型PWM整流器系統(tǒng)建模建立數(shù)學模型是深入分析和研究PWM整流器的工作機理以及動態(tài)和靜態(tài)特性的重要前提。本章的主要容是建立PWM整流器在三相靜止坐標系和兩一樣步旋轉坐標系下的數(shù)學模型，方便進一步為三相電壓型PWM整流器設計合理的控制器，以到達抑制擾動、提高輸入輸出電壓電流的動靜態(tài)性能的目的。本文設計的PWM整流器主電路采用三相電壓型拓撲構造，其主電路原理構造如圖3-1所示：圖3-1三

21、相電壓型PWM整流器主電路在上圖中，、分別表示三相電網(wǎng)相電壓，、分別為變換器側相電壓，、分別為網(wǎng)側相電流，、分別為變換器側相電流，為網(wǎng)側電感，為網(wǎng)側電感寄生電阻，為變換器側電感，為變換器側電感寄生電阻，為濾波電容，為防止LCL型濾波器出現(xiàn)零阻抗諧振點而設置的阻尼電阻，、分別表示6個功率開關，為直流側負載。3.1三相靜止坐標系下的數(shù)學模型由于三相電壓型PWM整流器的控制器帶寬主要位于低頻段，因此，需建立在低頻段時的數(shù)學模型。并且LCL濾波器在高頻段的濾波特性比L濾波器要好，而在低頻段的頻率特性與L濾波器幾乎一樣。因此在設計三相電壓型PWM整流器位于低頻段的數(shù)學模型時，可忽略阻尼電阻和濾波電容的影

22、響，將LCL濾波器等效成L濾波器進展建模。對于開關管的不同開關狀態(tài)，建立如下方程： (3-1)由圖3-1所示的主電路拓撲構造，根據(jù)基爾霍夫電壓、電流定律可得三相電壓型PWM整流器在三相靜止坐標系下的數(shù)學模型為：3-2上式中：LCL濾波器總電感；總的電感寄生電阻；，。對于三相對稱系統(tǒng)有：3-3聯(lián)立式3-2和3-3可得：3-4由式3-4可得整流器側相電壓為：3-53.2 兩相靜止坐標系下的數(shù)學模型由式3-3可知，對于三相對稱系統(tǒng)，三相變量中只有兩相是獨立的，即任意一相變量可由另外兩相變量進展表示。因此，三相原始數(shù)學模型并不是對該實際對象的最簡潔描述，完全可以而且也有必要用兩相模型替代。由三相靜止坐

23、標系到兩相靜止坐標系的變換稱為clarke變換，也叫3s/2s變換。采用幅值守恒原則(即經(jīng)clarke 變換前后，通用矢量在各自坐標系中的幅值大小不變)的clarke變換矩陣為：3-6利用式3-3的約束條件可將式3-6擴展成為：3-7由式3-7求反變換可得clarke逆變換矩陣：3-8對式3-8所示矩陣，去掉其第三列，可得兩相靜止坐標系列到三相靜止坐標系的變換矩陣為：3-9根據(jù)式(3-6)所示的變換關系，對式(3-2)進展坐標變換可得三相電壓型PWM整流器在兩相靜止坐標系下的數(shù)學模型為：3-10上式中：、分別是三相電網(wǎng)電壓在軸的分量；、分別是三相整流器側電壓在軸上的分量；、分別是整流器側電流在

24、軸的分量；、分別是開關函數(shù)在軸的分量。3.3兩一樣步旋轉坐標系下的數(shù)學模型由于三相電網(wǎng)電壓、電流等是對稱的三相正弦變量，對其進展clarke變換后，其在兩相靜止坐標系下的、軸上的分量仍為正弦變量，而正弦變量不利于數(shù)字化實現(xiàn)，造成了對控制系統(tǒng)設計困難，也對系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能造成一定的影響。因此，人們提出了park變換，也可記為 2s/2r 變換。該變換能夠將在兩相靜止坐標系下的基波正弦變量變換到兩一樣步旋轉坐標系下的直流變量。根據(jù)此直流變量可使控制器的設計變得簡單。假定三相電網(wǎng)電壓矢量以恒定的角速度進展旋轉，則可得三相電網(wǎng)電壓的表達式為：3-11上式中：為三相電網(wǎng)相電壓峰值，為初始相位角。從兩

25、相靜止坐標系列到兩相旋轉坐標系的坐標變換矩陣為：3-12由式3-12可得兩相旋轉坐標系到兩相靜止坐標系的變換矩陣為：3-13利用式3-12和對式3-10進展坐標變換，可得到三相VSR在兩一樣步旋轉坐標系下的數(shù)學模型：3-14上式中：、分別為網(wǎng)側電壓在兩一樣步旋轉坐標系下軸和軸分量；、分別我整流器側電壓在兩一樣步旋轉坐標系下軸和軸分量；、分別為整流器側電流在兩一樣步旋轉坐標系下軸和軸分量；、分別為開關函數(shù)在兩一樣步旋轉坐標系下下軸和軸分量。第四章三相電壓型PWM整流器控制器設計直接電流控制對整流器輸入電流進展閉環(huán)控制，可以補償系統(tǒng)參數(shù)變化帶來的誤差以及管壓降和死區(qū)的影響，具有良好的動靜態(tài)性能。而

26、且通過對電流指令進展限幅就可以很容易的實現(xiàn)過流保護。因此本設計中采用直接電流控制方法。直接電流控制的PWM整流器的控制器均采用雙閉環(huán)構造。電壓外環(huán)通過對直流母線電壓的調(diào)節(jié)得到交流電流指令瞬時值。電流環(huán)的作用是按電壓外環(huán)輸出的電流指令進展電流控制，使整流器的實際輸入電流能夠跟蹤電流給定，從而實現(xiàn)單位功率因數(shù)正弦波電流控制。4.1 電流環(huán)控制器設計整流器輸入電流的控制性能是整流器控制效果好壞的關鍵。從本質上講，整流器是一種將交流側電能通過整流橋轉換到直流側電能的一種能量變換裝置。由于電網(wǎng)電壓可認為是不變的，所以對整流器輸入電流快速有效的控制也就有效地控制了電能從交流側到直流側傳遞的速度和大小。由式

27、(3-14)可得，整流器側輸入電流滿足下式：4-1由上式可知，、軸電流除了受到控制變量、的影響外，還受到網(wǎng)側電壓、的擾動影響。另外從上式還可以看出、軸電流相互耦合，給控制器的設計造成了一定的困難，將式4-1進展拉氏變換，并整理得：4-2由于軸電流和軸電流之間具有對稱性，所以此處僅討論軸電流的控制器的設計，軸電流的控制器可用類似的方法求出。以為被控對象，作為控制器的輸出，由式4-2可得軸電流閉環(huán)反應控制框圖如下：圖4-1 軸電流環(huán)閉環(huán)控制框圖由圖4-1知，電流閉環(huán)控制器輸出為：4-3由圖4-1可知，軸電流不僅與電流給定有關，而且還受到軸電流和電網(wǎng)電壓軸分量的干擾。于是可用前饋解耦算法消除耦合的軸

28、電流和電網(wǎng)電壓軸分量干擾的影響。采用前饋解耦算法的軸電流環(huán)閉環(huán)控制框圖如下：圖4-2 采用前饋解耦算法的軸電流環(huán)閉環(huán)控制框圖由圖4-2可得，采用前饋解耦后的閉環(huán)控制器輸出為:4-4簡化圖4-2可得：圖4-3 前饋解耦后的軸電流環(huán)閉環(huán)控制框圖從圖4-3中，可以看到采用前饋解耦方法消除軸耦合電流和電網(wǎng)電壓的擾動后，電流環(huán)被控對象可以簡化成一個簡單的一階慣性環(huán)節(jié)。同時，由于引入電網(wǎng)擾動電壓作為前饋補償，大大提高了系統(tǒng)的抗干擾能力。通常情況下，選擇電流控制器為PI控制器，其傳遞函數(shù)為：4-5考慮電流環(huán)信號采樣的延時和PWM控制的小慣性特性，已解耦的軸電流環(huán)構造如圖4-4所示：圖4-4 軸電流環(huán)控制框圖

29、上圖中，為電流環(huán)電流采樣周期也為PWM開關周期，為橋路PWM等效增益。將小時間常數(shù)、合并，可得簡化的電流環(huán)構造，如下列圖所示：圖4-5 化簡后的軸電流環(huán)控制框圖當考慮電流環(huán)需要獲得較快的電流跟隨性能時，可按典型型系統(tǒng)設計電流調(diào)節(jié)器。從圖4-5中可以看出，只需將PI調(diào)節(jié)器的零點抵消電流控制對象傳遞函數(shù)的極點即可。即，經(jīng)校正后的電流環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為：4-6由典型 I 型系統(tǒng)最優(yōu)參數(shù)整定關系，當取系統(tǒng)阻尼比時，有：4-7求解可得：4-8式4-8位電流環(huán)PI調(diào)節(jié)控制參數(shù)的計算公式。由圖4-5還可求得解耦后的電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)為：4-9當開關頻率足夠高，即足夠小時，由于項系數(shù)遠小于項系數(shù)，因此可忽略項，

30、則式4-9可化簡為：4-10將式4-8代入4-10可得電流環(huán)簡化都的等效傳遞函數(shù)為：4-11式4-11說明：當電流環(huán)按典型型系統(tǒng)設計時，電流環(huán)可近似等效為一個慣性環(huán)節(jié)，其慣性時間常數(shù)為。顯然，當開關頻率足夠高時，電流環(huán)具有較快的動態(tài)響應。當閉環(huán)控制系統(tǒng)的閉環(huán)增益減少至-3dB 或其相移為時，該點可定義為閉環(huán)系統(tǒng)頻帶寬度。對于按典型型系統(tǒng)設計的三相電壓型PWM整流器電流環(huán)系統(tǒng)，由于該電流環(huán)可等效成一階慣性環(huán)節(jié)，因此電流環(huán)頻帶寬度為：4-12上式中，為電流環(huán)PWM開關調(diào)制頻率。由式(4-12)可知，按上面討論的方法設計的電流環(huán)控制器不僅滿足快速性要求，同時對高頻干擾，如開關頻率噪聲也有較強的抑制能

31、力。4.2 電壓外環(huán)控制器設計電壓外環(huán)控制的目的是為了穩(wěn)定整流器直流側電壓。令三相電網(wǎng)基波電動勢為：4-13為簡化控制系統(tǒng)設計，當開關頻率遠高于電網(wǎng)電壓基波頻率時，可忽略PWM分量，即只考慮開關函數(shù)的低頻分量，則：4-14上式中為開關函數(shù)基波初始相位角；為PWM調(diào)制比。對于單位功率因數(shù)正弦波電流控制，三相電壓型PWM整流器網(wǎng)側電流為：4-15直流側電流可由開關函數(shù)描述如下：4-16由式4-14、4-15、4-16可得：4-17綜合以上分析，可得三相 VSR 電壓外環(huán)控制構造圖如下所示：圖4-6 三相 VSR 電壓外環(huán)控制構造圖上圖中，為電壓外環(huán)采樣小慣性時間常數(shù)；、為PI調(diào)節(jié)器參數(shù)；為電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)。由前面的分析。由于是一時變環(huán)節(jié)，這給電壓環(huán)設計帶來困難。為此可以考慮以該環(huán)的最大比例增益0.75代替。因為最大增益對整個電壓環(huán)的穩(wěn)定性影響最大，所以這種近似是合理的。將小時間常數(shù)和電流環(huán)等效時間常數(shù)合并得。在不考慮負載電流擾動的情況下，經(jīng)簡化的電壓環(huán)控制構造圖如下列圖所示：圖4-7 三相 VSR 電壓外