數(shù)字電視原理-余兆民

1、7.1 數(shù)字電視調(diào)制的種類 7.2 BPSK調(diào)制 7.3 QPSK數(shù)字調(diào)制技術(shù) 7.4 MQAM調(diào)制7.5 /2旋轉(zhuǎn)不變QAM星座的獲得 7.6 Offset-QAM 數(shù)字調(diào)制技術(shù) 7.7 M-VSB(殘留邊帶)數(shù)字調(diào)制技術(shù) 7.8 OFDM數(shù)字調(diào)制技術(shù) 7.9 QPSK、 MQAM、 M-VSB 、 OFDM小結(jié) 7.10 字節(jié)到符號(hào)的映射 7.11 反向信道(上行信道)數(shù)字調(diào)制技術(shù) 習(xí)題 第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 7.1 數(shù)字電視調(diào)制的種類7.1.1 為什么要進(jìn)展數(shù)字調(diào)制隨著人們對(duì)電視圖像質(zhì)量的要求越來越高，數(shù)字電視(DTV)和高明晰度電視(HDTV)應(yīng)運(yùn)而生，HDTV不緊縮時(shí)的圖像信息

2、速率接近1 Gb/s。要將如此大量的信息傳送至用戶家中，圖像緊縮編碼系統(tǒng)與傳輸系統(tǒng)是兩大關(guān)鍵技術(shù)環(huán)節(jié)。圖像緊縮編碼已提出了MPEG系列規(guī)范。在數(shù)字電視傳輸時(shí)，為提高頻譜利用率，必需進(jìn)展數(shù)字調(diào)制。世界上三大數(shù)字電視傳輸規(guī)范(ATSC、DVB、ISDB)中，信道編碼方案大體類似，但在調(diào)制方式上仍有不同選擇。而且，不同的傳輸方式(衛(wèi)星、地面廣播、有線)采用不同的調(diào)制方式。例7.1.1 設(shè)HDTV未經(jīng)緊縮時(shí)的數(shù)碼率為663.5 Mb/s，經(jīng)數(shù)據(jù)緊縮后為31.8 Mb/s (緊縮比為20.81)，又設(shè)采用8-VSB數(shù)字調(diào)制，此時(shí)的頻譜利用系數(shù)為5.3 b/(sHz)，那么調(diào)制后信號(hào)的帶寬為。這闡明在6

3、MHz模擬帶寬范圍內(nèi)可傳一路數(shù)字HDTV信號(hào)。例7.1.2 設(shè)有MPEG-2主級(jí)圖像質(zhì)量(MPML)的信號(hào)，其速率為8.448 Mb/s(相當(dāng)于目前演播室的PAL圖像質(zhì)量)，采用64QAM數(shù)字調(diào)制，頻譜利用系數(shù)實(shí)際值為6 b/(sHz), 那么經(jīng)調(diào)制后信號(hào)的帶寬為 。在500 MHz帶寬的傳輸線路中可傳輸?shù)墓?jié)目數(shù)為。7.1.2 數(shù)字電視調(diào)制的分類數(shù)字電視調(diào)制可分為兩大類： 數(shù)字電視正向(下行)傳輸采用的調(diào)制和數(shù)字電視反向(上行)傳輸采用的調(diào)制。不同的傳輸方式采用的調(diào)制方式不同。正向傳輸指的是從前端向用戶端傳輸; 反向傳輸指的是從用戶端向前端傳輸。在雙向傳輸網(wǎng)絡(luò)中才有反向傳輸。1. 數(shù)字電視正向

4、傳輸采用的調(diào)制(1) 數(shù)字電視衛(wèi)星傳輸時(shí)，由于傳輸?shù)拈g隔較遠(yuǎn)，要求采用抗干擾才干較強(qiáng)的調(diào)制方法。普通采用四相相移鍵控調(diào)制(Quadrature Phase-Shift Keying，QPSK)。這種調(diào)制方法抗干擾才干較強(qiáng)，但頻譜利用系數(shù)較低(實(shí)際值為2b/(sHz)。 (2) 數(shù)字電視有線傳輸時(shí)，由于采用光纖或同軸電纜作為傳輸媒介，傳輸條件較好，干擾較弱，普通采用多電平正交幅度調(diào)制(Multilevel Quadrature Amplitude Modulation，MQAM)方式。這種調(diào)制方法的頻譜利用系數(shù)較高，抗干擾才干次于QPSK。(3) 數(shù)字電視地面廣播時(shí)，由于要思索室內(nèi)接納和挪動(dòng)接納

5、情況，此時(shí)，室內(nèi)電磁波遭到嚴(yán)重的屏蔽衰減、墻壁之間的反射，以及天電干擾、電火花干擾; 挪動(dòng)接納時(shí)受多普勒效應(yīng)影響和信號(hào)的多徑反射等，要求采用抗干擾才干極強(qiáng)的調(diào)制方式。歐洲采用編碼正交頻分多路調(diào)制(Code Orthogonal Frequency Division Multiplexing，COFDM)方式，這種方式的抗干擾才干極強(qiáng)，它可滿足挪動(dòng)接納的條件。美國(guó)采用多電平殘留邊帶調(diào)制(Multilevel Vestigial Side Band，M-VSB)方式，這種調(diào)制方式的頻譜利用率較高，雖然它能滿足美國(guó)地理?xiàng)l件和房屋構(gòu)造情況下的室內(nèi)接納，但不能滿足挪動(dòng)接納。我國(guó)有的實(shí)驗(yàn)方案中提出采用偏置

6、正交幅度調(diào)制 (Offset-QAM)方式，經(jīng)過實(shí)驗(yàn)，可滿足挪動(dòng)接納的苛刻條件，而且頻譜利用率也較高。在地面監(jiān)控?zé)o線圖像傳輸系統(tǒng)中，常采用擴(kuò)頻調(diào)制方式，該方式抗干擾才干較強(qiáng)，但頻譜利用率較低。2. 數(shù)字電視反向傳輸采用的調(diào)制在雙向傳輸中，用戶端的數(shù)據(jù)(如用戶上網(wǎng)(Internet)數(shù)據(jù)、視頻點(diǎn)播數(shù)據(jù)、計(jì)算機(jī)數(shù)據(jù)、各種計(jì)費(fèi)數(shù)據(jù)等)需求傳向前端，由于用戶數(shù)為千家萬戶，千家萬戶的數(shù)據(jù)聚集到前端，數(shù)據(jù)中夾雜著各種噪聲也一同涌向前端，構(gòu)成所謂的“漏斗效應(yīng)，為抑制它，必需選擇抗干擾性能很強(qiáng)的調(diào)制方式。目前采用的主要調(diào)制方法如下：(1) 四相相移鍵控(QPSK)調(diào)制;(2) 離散小波多音調(diào)制(DWMT);(

7、3) 同步碼分多址(S-CDMA);(4) 同步離散多音調(diào)制(SDMT)。7.1.3 數(shù)字電視信號(hào)經(jīng)調(diào)制后的幾項(xiàng)性能(1) 采用不同緊縮規(guī)范的數(shù)字電視信號(hào)，在選用同一種調(diào)制情況下，調(diào)制后信號(hào)的帶寬不同。例7.1.3 設(shè)經(jīng)MPEG-1規(guī)范緊縮后的數(shù)字電視信號(hào)速率為2 Mb/s，經(jīng)64 QAM調(diào)制后(頻譜利用系數(shù)實(shí)際值為6 b/(sHz)，信號(hào)的帶寬為例7.1.4 設(shè)經(jīng)MPEG-2規(guī)范緊縮后的數(shù)字電視信號(hào)速率為8 Mb/s，經(jīng)64QAM調(diào)制后(頻譜利用系數(shù)實(shí)際值為6 b/(sHz)，信號(hào)的帶寬為從例7.1.3和例7.1.4可以看出，采用的調(diào)制方式一樣(64QAM)，但緊縮規(guī)范不同(MPEG-1、M

8、PEG-2)，調(diào)制出來的信號(hào)帶寬就不同(0.33 MHz、1.33 MHz)。(2) 同一種速率的數(shù)字電視信號(hào)，在選用同一種調(diào)制但頻譜利用系數(shù)不同的情況下，調(diào)制后信號(hào)的帶寬就不同。 例7.1.5 設(shè)經(jīng)MPEG-2規(guī)范緊縮后的數(shù)字電視信號(hào)速率為8 Mb/s，經(jīng)8-VSB (頻譜利用系數(shù)值為5.3 b/(sHz)調(diào)制后，信號(hào)的帶寬為例7.1.6 設(shè)數(shù)字電視速率仍為8 Mb/s，經(jīng)16-VSB (頻譜利用系數(shù)值為7.1 b/(sHz) 調(diào)制后, 信號(hào)的帶寬為從例7.1.5和例7.1.6可以看出，采用的調(diào)制方式一樣(VSB)，但頻譜利用系數(shù)不同(5.3 b/(sHz)、7.1 b/(sHz)，調(diào)制出來

9、的信號(hào)的帶寬就不同(1.5 MHz、1.13 MHz)。(3) 同一種速率的數(shù)字電視信號(hào)，在選用不同的調(diào)制方式的情況下，調(diào)制后信號(hào)的帶寬不同。例7.1.7 設(shè)數(shù)字電視速率為8 Mb/s，選用QPSK調(diào)制(頻譜利用系數(shù)實(shí)際值為2 b/(sHz)后， 信號(hào)的帶寬為例7.1.8 設(shè)數(shù)字電視速率仍為8 Mb/s，選用OFDM-64QAM調(diào)制(頻譜利用系數(shù)實(shí)際值為6 b/(sHz)后，信號(hào)的帶寬為從例7.1.7和例7.1.8可以看出，數(shù)字電視信號(hào)的速率一樣(8 Mb/s)，但調(diào)制方式不同(QPSK、OFDM-64QAM)，調(diào)制出來的信號(hào)帶寬就不同(4 MHz、1.33 MHz)。(4) 數(shù)字電視信號(hào)經(jīng)數(shù)

10、字調(diào)制后，相當(dāng)于模擬信號(hào)，可以在模擬信道中傳輸。經(jīng)緊縮后的數(shù)字電視信號(hào)速率以Mb/s為單位，再經(jīng)數(shù)字調(diào)制后信號(hào)的單位變成了MHz，MHz單位是慣用的模擬信號(hào)帶寬單位。所以，可以說數(shù)字電視信號(hào)經(jīng)數(shù)字調(diào)制后，相當(dāng)于模擬信號(hào)，可以在模擬信道中傳輸。7.2 BPSK調(diào)制我國(guó)挪動(dòng)多媒體廣播規(guī)范(Mobile Multimedia Broadcasting)中采用了BPSK調(diào)制方式。所謂BPSK(Binary Phase Shift Keying)調(diào)制，就是雙相移相鍵控調(diào)制。下面引見雙相移相鍵控的原理和實(shí)現(xiàn)方法。絕對(duì)相移是利用載波的相位(指初相)直接表示數(shù)字信號(hào)的相移方式。雙相移相鍵控中，通常用相位0和來

11、分別表示“0或“1。BPSK已調(diào)信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式為s2PSK(t)=s(t)cosct (7.2.1)這里，s(t)為雙極性數(shù)字基帶信號(hào)，是高度為1、寬度為1的門函數(shù); (概率為P)(概率為(1P) (7.2.2)因此，在某一個(gè)碼元繼續(xù)時(shí)間內(nèi)察看時(shí)，有 sBPSK(t)=cosct=cos(ct+i) (7.2.3) 當(dāng)碼元寬度為載波周期的整數(shù)倍時(shí)，BPSK信號(hào)的典型波形如圖7.2.1所示。圖 7.2.1 BPSK的典型波形圖BPSK信號(hào)的調(diào)制方框圖如圖7.2.2所示。圖7.2.2(a)是產(chǎn)生BPSK信號(hào)的模擬調(diào)制法框圖; 圖7.2.2(b)是產(chǎn)生BPSK信號(hào)的鍵控法框圖。圖 7.2.2 BP

12、SK信號(hào)的調(diào)制方框圖就模擬調(diào)制法而言，BPSK信號(hào)可以看做是雙極性基帶信號(hào)作用下的DSB調(diào)幅信號(hào)。而就鍵控法來說，用數(shù)字基帶信號(hào)s(t)控制開關(guān)電路，選擇不同相位的載波輸出，這時(shí)s(t)為單極性NRZ或雙極性NRZ脈沖序列信號(hào)。BPSK映射時(shí)，每次將1個(gè)輸入比特(bi ，i=0，1，2，)映射為I值和Q值，映射方式見圖7.2.3，星座圖中曾經(jīng)包括了功率歸一化因子。圖 7.2.3 BPSK星座映射BPSK信號(hào)屬于DSB信號(hào)，它的解調(diào)不能采用包絡(luò)檢測(cè)的方法，只能進(jìn)展相關(guān)解調(diào)，其方框圖如圖7.2.4所示。圖 7.2.4 BPSK信號(hào)接納系統(tǒng)方框圖不思索噪聲時(shí)，帶通濾波器BPF輸出可表示為y(t)=c

13、os(ct+n)式中n為BPSK信號(hào)某一碼元的初相。n=0時(shí)，代表數(shù)字“0; n=時(shí)，代表數(shù)字“1。與同步載波cosct相乘后，輸出為 (7.2.4) 經(jīng)低通濾波器濾除高頻分量，得解調(diào)器輸出為(7.2.5)根據(jù)發(fā)送端產(chǎn)生BPSK信號(hào)時(shí)n(0或)代表數(shù)字信息(“1或“0)的規(guī)定，以及接納端x(t)與n的關(guān)系的特性，抽樣判決器的判決準(zhǔn)那么為判為“0判為“1(7.2.6)其中x為x(t)在抽樣時(shí)辰的值?？梢姡珺PSK信號(hào)相關(guān)解調(diào)的過程實(shí)踐上是輸入已調(diào)信號(hào)與本地載波信號(hào)進(jìn)展極性比較的過程，故常稱為極性比較法解調(diào)。由于BPSK信號(hào)實(shí)踐上是以一個(gè)固定初相的未調(diào)載波為參考的，因此，解調(diào)時(shí)必需有與此同頻同相的

14、同步載波。假好像步載波的相位發(fā)生變化，如0相位變?yōu)橄辔换蛳辔蛔優(yōu)?相位，那么恢復(fù)的數(shù)字信息就會(huì)發(fā)生“0變“1或“1變“0，從而呵斥錯(cuò)誤的恢復(fù)。這種由于本地參考載波倒相而在接納端發(fā)生錯(cuò)誤恢復(fù)的景象稱為“倒景象或“反向任務(wù)景象。絕對(duì)移相的主要缺陷是容易產(chǎn)生相位模糊，呵斥反向任務(wù)，所以必需采取措施抑制。手機(jī)電視不同于普通的挪動(dòng)電視，它要求：低功耗，總功耗不超越100 mW; 小屏幕：顯示屏尺寸主要為24英寸; 低速碼流，即每個(gè)頻道數(shù)據(jù)碼流普通不會(huì)超越384 kb/s; 高速挪動(dòng)性，即最高挪動(dòng)速度要到達(dá)中國(guó)動(dòng)車組火車200 km/h、300 km/h，甚至400 km/h環(huán)境下正常觀看手機(jī)電視的要求。

15、因此，BPSK可以作為手機(jī)電視的調(diào)制方式。7.3 QPSK數(shù)字調(diào)制技術(shù)采用QPSK、MQAM、M-VSB、COFDM及Offset-QAM高速數(shù)字調(diào)制技術(shù)，能有效地提高頻譜利用率，提高抗干擾才干，滿足數(shù)字電視系統(tǒng)的傳輸要求。下面將對(duì)它們的任務(wù)原理作簡(jiǎn)要的引見，并在此根底上用復(fù)包絡(luò)法(也稱為等效基帶法)對(duì)它們的功率譜進(jìn)展相應(yīng)的數(shù)學(xué)分析，得出這幾種數(shù)字調(diào)制技術(shù)的譜特性。 四相移相鍵控(QPSK)是目前微波、衛(wèi)星及有線電視上行通訊中最常采用的一種單載波傳輸方式，它具有較強(qiáng)的抗干擾性，在電路實(shí)現(xiàn)上也比較簡(jiǎn)單。四相移相鍵控等效于二電平正交調(diào)幅，它是討論正交幅度調(diào)制的根底。 QPSK是一種恒定包絡(luò)的角度調(diào)

16、制技術(shù)，其調(diào)制器框圖如圖7.3.1所示。圖 7.3.1 QPSK調(diào)制器由圖7.3.1可知，QPSK包含同相與正交兩個(gè)分量。每個(gè)分量都用二進(jìn)制序列分別進(jìn)展鍵控。功率譜公式為 (7.3.1)式中：Ss(f)為功率譜; A為信號(hào)幅度; f0為載頻; Ts為矩形脈沖寬度。 QPSK的功率譜密度如圖7.3.2所示。圖 7.3.2 QPSK的功率譜密度MPSK的頻譜利用率為lb M b/(sHz)。M4時(shí)，即QPSK的頻譜利用率為2 b/(sHz)。QPSK在實(shí)踐運(yùn)用中往往還與其它處置電路相銜接，使其功能更加完善。如圖7.3.3所示，下面我們作進(jìn)一步分析。從圖7.3.3可以看出，在QPSK調(diào)制之前有卷積編

17、碼、收縮及基帶構(gòu)成處置。內(nèi)碼運(yùn)用卷積編碼，這一系統(tǒng)允許運(yùn)用不同比特收縮卷積碼(Punctured Convolutional Codes)，但都基于1/2卷積碼，其約束長(zhǎng)度K7。運(yùn)用這種方法可以使運(yùn)用者根據(jù)數(shù)碼率來選擇相應(yīng)的誤碼糾正的程度。從圖7.3.3中可以看到，串行比特流先按1/2卷積編碼成X、Y，然后經(jīng)去除不傳送的比特(這一過程稱為收縮(Puncturing)。各種比率卷積碼在收縮過程中傳輸和不傳輸?shù)谋忍匾姳?.3.1。該系統(tǒng)運(yùn)用卷積格雷碼QPSK調(diào)制，但不運(yùn)用差分編碼而運(yùn)用絕對(duì)比特映射，其星座圖見圖7.3.3。圖 7.3.3 卷積格雷碼QPSK調(diào)制QPSK調(diào)制使器具備完全映射的傳統(tǒng)格雷

18、碼(無過失編碼)。信號(hào)空間位映射如圖7.3.3所示。在調(diào)制前，I和Q信號(hào)要進(jìn)展升余弦平方根濾波，滾降系數(shù)應(yīng)是0.35，其外形由下式定義：(當(dāng)|f|fN(1+)時(shí))(當(dāng)fN(1-)|f|fN(1+)時(shí))式中： 滾降系數(shù)=0.35; ，是Nyquist頻率，Ts為矩形脈沖寬度。圖7.3.4提供了調(diào)制器輸出端信號(hào)頻譜。圖 7.3.4 基帶頻域表示的調(diào)制器輸出信號(hào)頻譜下面對(duì)QPSK 誤碼性能進(jìn)展分析。銜接在IF環(huán)中的QPSK調(diào)制解調(diào)器應(yīng)滿足表7.3.2給出的系統(tǒng)中IF環(huán)BER和Eb/No的性能要求。注： Eb指的是R-S編碼前的有用位率，包括由于外部編碼(10 lg(188/204)=-0.36 dB

19、)所呵斥的調(diào)制器、解調(diào)器共呵斥0.8 dB的衰減和噪聲帶寬的添加。No指的是出現(xiàn)的噪聲誤碼。 準(zhǔn)無誤(QEF)是指每小時(shí)傳輸少于一個(gè)未糾誤碼，對(duì)應(yīng)于MPEG-2解復(fù)用器輸入BER=1010到1011。表7.3.2給出了系統(tǒng)中IF環(huán)的各項(xiàng)性能目的。表7.3.2(規(guī)范的)調(diào)制器輸出信號(hào)的頻譜圖7.3.4 給出了調(diào)制器輸出信號(hào)頻譜的模板，同時(shí)也給出了Nyquist調(diào)制濾波器的硬件實(shí)現(xiàn)的能夠掩模板。圖7.3.4 和圖7.3.5中的點(diǎn)A到S的特性有一一對(duì)應(yīng)的關(guān)系。對(duì)于濾波器頻率呼應(yīng)，假設(shè)輸入信號(hào)為理想的Dirac Delta信號(hào)，信號(hào)周期Ts=1/Rs=1/(2fN), 在矩形波輸入的情況下，那么要進(jìn)展

20、適當(dāng)?shù)膞/sinx校正。圖7.3.5 給出了Nyquist 調(diào)制濾波硬件實(shí)現(xiàn)的群遲延。圖7.3.4和圖7.3.5 是以國(guó)際衛(wèi)星地球站規(guī)范(IESS)308 號(hào)為根底的，不同的滾降系數(shù)有不同的修正。圖 7.3.5 調(diào)制濾波器的群遲延傳輸系統(tǒng)首先對(duì)突發(fā)的誤碼進(jìn)展離散化，然后參與R-S外糾錯(cuò)碼維護(hù)，內(nèi)糾錯(cuò)碼是可以根據(jù)發(fā)射功率、天線尺寸以及碼率進(jìn)展調(diào)理變化的。例如，一個(gè)36 MHz帶寬的衛(wèi)星轉(zhuǎn)發(fā)器采用3/4的卷積碼可以到達(dá)的碼率是39 Mb/s，這一碼率可以傳送56路高質(zhì)量電視信號(hào)。各種轉(zhuǎn)發(fā)器帶寬及相應(yīng)的碼率見表7.3.3。7.4 MQAM調(diào)制1. QAM的功率譜分析QAM(正交幅度調(diào)制)是一種節(jié)省頻

21、帶的數(shù)字調(diào)幅方法，在2400 b/s以上的中、高速調(diào)制中常被采用，廣泛運(yùn)用于有線電視的下行傳輸及HDTV的地面廣播傳輸中。QAM有較高的頻帶利用率，同時(shí)有較高的信噪比。 MQAM的調(diào)制器框圖如圖7.4.1所示。圖 7.4.1 MQAM的調(diào)制器框圖幾種正交幅度調(diào)制信號(hào)的平均功率譜密度如下： 16QAM信號(hào)： (7.4.1)64QAM信號(hào)： (7.4.2)式中： 為平均功率譜密度; Su(f)為正交幅度調(diào)制信號(hào)的功率譜密度; Esm為幅度最大碼元的平均能量; Ts為矩形脈沖寬度; f0為載頻頻率。將16QAM、64QAM的平均功率譜密度和QPSK的平均功率譜密度一同畫在圖7.4.2中。從圖中可以看

22、出，QPSK的頻譜利用率為2 b/(sHz), 16QAM的頻譜利用率為4 b/(sHz), 64QAM的頻譜利用率為6 b/(sHz)。QAM的調(diào)制器的實(shí)踐框圖如圖7.4.3所示。經(jīng)緊縮的MPEG數(shù)字視頻信號(hào)被送入數(shù)據(jù)接口電路，再經(jīng)能量分散送入R-S糾錯(cuò)電路，經(jīng)數(shù)據(jù)交錯(cuò)再送入MQAM數(shù)據(jù)映射，分兩路輸出，分別經(jīng)數(shù)字濾波、D/A變換，再經(jīng)模擬低通濾波送入正交平衡調(diào)制電路，輸出為中頻信號(hào)，最后變?yōu)樯漕l信號(hào)送往線路中。圖 7.4.2 幾種數(shù)字調(diào)制信號(hào)的功率譜密度圖 7.4.3 QAM數(shù)字調(diào)制器2. 16QAM頻譜利用系數(shù)和16QAM星座圖1) 16QAM頻譜利用系數(shù)下面從實(shí)際上分析16QAM頻譜利

23、用系數(shù)，如圖7.4.4所示。圖 7.4.4 16QAM圖7.4.4中LPF是滾降濾波器。二進(jìn)制串行數(shù)據(jù)輸入以后，以4 bit為一組，分別取出2 bit送入上、下兩個(gè)2-4電平轉(zhuǎn)換器，再分別送入調(diào)制器1、2進(jìn)展幅度調(diào)制，調(diào)制后的信號(hào)線性相加，得到16QAM的輸出信號(hào)。假設(shè)輸入二進(jìn)制數(shù)的速率為fa，那么送到2-4電平轉(zhuǎn)換的速度為fa/4。a1、a2、b1、b2的真值表見表7.4.1。經(jīng)過2-4電平轉(zhuǎn)換后，可得到1、3、1、3四個(gè)電平，那么調(diào)制器1輸出四個(gè)信號(hào)為3 sin0t、1 sin0t、1 sin0t、3 sin0t; 調(diào)制器2輸出四個(gè)信號(hào)為3 cos0t、 1 cos0t、3 cos0t、1

24、 cos0t。線性相加后，可得到16QAM星座圖。圖7.4.5所示為16QAM 正交調(diào)幅法構(gòu)成16QAM信號(hào)的過程。16QAM調(diào)制信號(hào)中各個(gè)16QAM調(diào)制器電平形狀所對(duì)應(yīng)的Q電平及I電平由表7.4.2表示。圖 7.4.5 16QAM信號(hào)的構(gòu)成過程2) QAM的頻譜利用率分析下面分析16QAM信號(hào)的帶寬情況。設(shè)輸入的二進(jìn)制速率為10 Mb/s，2-4電平轉(zhuǎn)換的輸入為，由信息論知識(shí)可得，1 Hz最高可傳輸PCM信號(hào)2 bit，所以它的基帶信號(hào)最高頻率為2.5/2 MHz。根據(jù)平衡調(diào)制原理，對(duì)圖7.4.6可作如下數(shù)學(xué)分析，設(shè)本振頻率為f0，調(diào)制信號(hào)頻率為，進(jìn)展平衡調(diào)幅時(shí)，調(diào)幅后的輸出信號(hào)為(7.4.

25、3)圖 7.4.6 平衡調(diào)幅(a) 平衡調(diào)幅; (b) 平衡調(diào)幅頻譜所以帶寬為 2。從上面分析可知，2.5/2 MHz時(shí)，那么 22.5 MHz。即10 Mb/s的二進(jìn)制數(shù)，經(jīng)16QAM調(diào)制后的模擬信號(hào)帶寬為2.5 MHz，那么頻譜利用率為(7.4.4)所以16QAM調(diào)制實(shí)際上的頻譜利用系數(shù)為4 b/(sHz)，即16=24。同理可證明64QAM中，64=26，那么它的頻譜利用系數(shù)為6b/(sHz); 128QAM的頻譜利用系數(shù)為7 b/(sHz); 256QAM的頻譜利用系數(shù)為8 b/(sHz); 而QPSK調(diào)制相當(dāng)于4QAM，所以它的頻譜利用系數(shù)應(yīng)為2 b/(sHz)。3. 64QAM系統(tǒng)

26、星座圖圖7.4.7所示為64QAM調(diào)制的星座圖，這種星座圖經(jīng)常運(yùn)用。從圖7.4.7可以看出，I、Q軸坐標(biāo)是以等比級(jí)數(shù)陳列的，所以我們稱它為均勻星座圖。相反，圖7.4.8所示的星座圖稱為非均勻星座圖。非均勻星座圖在采用雙重糾錯(cuò)方案的傳輸系統(tǒng)中經(jīng)常運(yùn)用。請(qǐng)讀者留意區(qū)分這兩個(gè)圖中坐標(biāo)的不同刻度。圖 7.4.7 64QAM均勻星座圖圖 7.4.8 64QAM非均勻星座圖在進(jìn)展64QAM調(diào)制前，I和Q信號(hào)將先進(jìn)展升余弦平方根滾降濾波。滾降系數(shù)為0.15。下式定義了實(shí)際上的升余弦平方根滾降濾波：H(f)=1 (當(dāng)|f|fN(1+)時(shí)) (7.4.6)(當(dāng)fN(1)|f|fN(1+)時(shí)) (7.4.7) (

27、7.4.8)式中：fN是奈奎斯特頻率; 滾降系數(shù) =0.15; Ts為矩形脈沖寬度。4. 64QAM 奈奎斯特基帶濾波器的特性圖7.4.9給出了用最簡(jiǎn)單的硬件實(shí)現(xiàn)奈奎斯特濾波器的模板。這個(gè)模板不僅思索了數(shù)字濾波的設(shè)計(jì)極限，也顧及了來自系統(tǒng)模擬處置部件的人為要素(例如，D/A轉(zhuǎn)換、模擬濾波器等)。濾波器同帶內(nèi)的帶內(nèi)紋波rm值將提高到0.85fN，同時(shí)在奈奎斯特頻率中fN將降低0.4 dB。濾波器阻帶抑制將高于43 dB。在fN之內(nèi)濾波器應(yīng)堅(jiān)持群遲延動(dòng)搖值0.1Ts(ns)的線性相位。其中Ts=1/Rs為符號(hào)間隔。圖 7.4.9 奈奎斯特濾波器的模板奈奎斯特濾波器的模板參數(shù)詳見表7.4.3。數(shù)字有

28、線電視采用與衛(wèi)星同樣的MPEG-2緊縮編碼的傳輸流。由于傳輸媒介采用的是同軸線，與衛(wèi)星傳輸相比外界干擾小，信號(hào)強(qiáng)度相對(duì)高些，所以前向糾錯(cuò)碼維護(hù)中可以取消內(nèi)碼編碼。調(diào)制方式改成 64QAM方式，有時(shí)也可以采用 16QAM、32QAM或更高的 128QAM、256QAM。對(duì)于 QAM調(diào)制而言，傳輸信息量越高，抗干擾才干越低。在一個(gè)8 MHz 規(guī)范電視頻道內(nèi)，假設(shè)運(yùn)用 64QAM，那么所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率為 38.5 Mb/s。DVB-C在CATV網(wǎng)中的運(yùn)用實(shí)例見表7.4.4。7.5 /2旋轉(zhuǎn)不變QAM星座的獲得在數(shù)字電視信號(hào)傳輸中，接納端的相關(guān)載波是從收到的發(fā)送信號(hào)中提取的，由于信號(hào)集的規(guī)劃不同，它可

29、以在不同程度上產(chǎn)生相位不定度(phase ambiguity)。相位混淆程度與星座有關(guān)。當(dāng)提取的相關(guān)載波發(fā)生90、180、270相移時(shí)，這樣勢(shì)必呵斥后面譯碼的過失。處理這個(gè)問題的主要途徑是將差分的概念運(yùn)用到QAM調(diào)制中去，使星座信號(hào)點(diǎn)的角度取決于相對(duì)差值，而與角度的絕對(duì)值不直接掛鉤。這種不受相關(guān)載波相位混淆的QAM星座稱為/2旋轉(zhuǎn)不變的QAM星座。為獲得/2旋轉(zhuǎn)不變的QAM星座圖，每個(gè)符號(hào)的兩個(gè)最高有效位進(jìn)展差分編碼。根據(jù)差分編碼原理，不難看出，碼變換器的輸出IkQk與輸入AkBk符合表7.5.1所示的邏輯關(guān)系。根據(jù)表7.5.1可得到卡諾圖，如圖7.5.1所示。因此由圖7.5.1可得兩個(gè)MSB

30、位的差分編碼如下： 注：上述邏輯式中“表示異或(EXOR)，“表示邏輯或(OR)，“表示邏輯與(AND)，上畫線表示反轉(zhuǎn)。圖 7.5.1 接納端碼的卡諾圖正如圖7.5.2所示，改動(dòng)兩個(gè)MSB(即a1和b1)并根據(jù)表7.5.1中所示的規(guī)那么，旋轉(zhuǎn)q個(gè)LSB可將象限中的星座點(diǎn)轉(zhuǎn)換到象限、中。也即用差分編碼得到的兩個(gè)最高位來規(guī)定信號(hào)矢量所處的象限，而其他比特用來規(guī)定每個(gè)象限中信號(hào)矢量的配置，并使這種配置呈現(xiàn)出/2的旋轉(zhuǎn)對(duì)稱性。這樣，就可以消除相位模糊度對(duì)解調(diào)的影響。從圖 7.5.3 可以清楚地看出，星座圖中假設(shè)移去兩個(gè)最高位不思索，那么相鄰兩個(gè)象限的配置呈現(xiàn)出/2 的旋轉(zhuǎn)對(duì)稱性。而兩個(gè)最高位正好確定

31、它所處象限的位置。如圖7.5.3所示，a1b1的矢量安排滿足/2的旋轉(zhuǎn)不變的原那么，結(jié)果恢復(fù)載波的相位無論是0、90、180、或270，解調(diào)輸出的矢量代碼將堅(jiān)持不變。當(dāng)=0時(shí)，根據(jù)圖中A點(diǎn)與I軸的位置關(guān)系，譯出其代碼為11。當(dāng)=90時(shí)，恢復(fù)載波與Q軸同相，此時(shí)A點(diǎn)與Q軸的位置關(guān)系相當(dāng)于A點(diǎn)和I軸的位置關(guān)系，解出的代碼仍為11?？梢詳喽ń庹{(diào)得到與a1b1相位模糊度無關(guān)。圖 7.5.3 表示的是16QAM調(diào)制符合/2的旋轉(zhuǎn)不變?cè)敲吹男亲鶊D。表7.5.2表示了圖 7.5.3 中第 象限星座點(diǎn)到星座圖中其它象限的轉(zhuǎn)換關(guān)系。32QAM、64QAM調(diào)制符合/2的旋轉(zhuǎn)不變?cè)敲吹男亲鶊D見圖7.5.4和圖7

32、.5.5。圖 7.5.2 QAM調(diào)制中兩個(gè)最高位進(jìn)展差分編碼圖 7.5.3 16QAM調(diào)制符合/2的旋轉(zhuǎn)不變?cè)敲吹男亲鶊D圖 7.5.4 32QAM調(diào)制符合/2的旋轉(zhuǎn)不變?cè)敲吹男亲鶊D圖 7.5.5 64QAM調(diào)制符合/2的旋轉(zhuǎn)不變?cè)敲吹男亲鶊D7.6 Offset-QAM 數(shù)字調(diào)制技術(shù)1. Offset-QAM調(diào)制電路框圖QAM調(diào)制廣泛運(yùn)用于數(shù)字有線電視網(wǎng)傳輸中。在此，引見一種高精度數(shù)字QAM調(diào)制系統(tǒng)的硬件電路設(shè)計(jì)。整個(gè)系統(tǒng)基于LSI Logic公司消費(fèi)的L64767 QAM 編碼芯片。L64767 QAM 編碼芯片是一個(gè)公用于衛(wèi)星電視接納系統(tǒng)的高集成化器件，具有QAM調(diào)制數(shù)字信號(hào)處置的全部

33、功能。將數(shù)字衛(wèi)星接納下來的信號(hào)經(jīng)QPSK數(shù)字解調(diào)后，再送入L64767進(jìn)展QAM數(shù)字調(diào)制，調(diào)制后的信號(hào)可以送往數(shù)字有線電視網(wǎng)中。以這一芯片為根底，加上輸入信號(hào)預(yù)處置電路、I/Q合成電路、D/A變換電路，就構(gòu)成了基帶數(shù)字QAM調(diào)制系統(tǒng)。整個(gè)系統(tǒng)可以接納來自MPEG-2傳輸編碼器或衛(wèi)星接納機(jī)的輸入數(shù)據(jù)，輸出的數(shù)據(jù)經(jīng)調(diào)諧電路可直接送到有線電視傳輸系統(tǒng)中。Offset-QAM調(diào)制電路框圖見圖7.6.1。圖 7.6.1 Offset-QAM調(diào)制電路框圖該QAM全數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)具有以下特點(diǎn)：(1) 可以對(duì)MPEG數(shù)據(jù)流進(jìn)展16、32、64、128或256QAM調(diào)制，也即調(diào)制系數(shù)是可以選擇的。(2) 對(duì)于I、

34、Q信號(hào)進(jìn)展數(shù)字式合成。(3) 只需求一個(gè)數(shù)/模轉(zhuǎn)換器。(4) I、Q合成后直接連到中頻。(5) 可以下載QAM調(diào)制所需的奈奎斯特濾波系數(shù)。(6) 在濾波系數(shù)下載后，整個(gè)系統(tǒng)自行任務(wù)。可以接納外部MPEG數(shù)據(jù)流，也可以用其內(nèi)部的偽隨機(jī)碼源產(chǎn)生一個(gè)比特流用于測(cè)試。 由圖7.6.1可見，整個(gè)系統(tǒng)可分為以下幾個(gè)部分：(1) 輸入差分處置。這是QAM全數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)的輸入部分，DVB兼容的信號(hào)通常來源于QPSK解調(diào)器或MPEG視頻源。MPEG數(shù)據(jù)流可以是字節(jié)并行或比特串行格式。每一個(gè)輸入信號(hào)都是差分對(duì)的方式，所以先進(jìn)展差分處置，使數(shù)據(jù)由雙極性變換為單極性。(2) 偽隨機(jī)碼源。這一模塊要求執(zhí)行兩個(gè)功能： 切

35、換輸入源到QAM調(diào)制器，完成輸入的重同步，產(chǎn)生偽隨機(jī)數(shù)據(jù)用于測(cè)試。 當(dāng)沒有外部數(shù)據(jù)輸入時(shí)，由偽隨機(jī)碼源PRBS產(chǎn)生周期性的偽隨機(jī)碼，用于系統(tǒng)測(cè)試QAM調(diào)制器的性能。隨機(jī)碼的生成多項(xiàng)式為。當(dāng)有外部數(shù)據(jù)輸入時(shí)，對(duì)輸入數(shù)據(jù)整形后送至后續(xù)的QAM數(shù)字調(diào)制器電路中。因此，這一模塊將包括一個(gè)數(shù)據(jù)源選擇電路，而內(nèi)、外數(shù)據(jù)源選擇的控制信號(hào)由微處置器電路提供。本實(shí)驗(yàn)用一片CPLD來編程實(shí)現(xiàn)這些功能。(3) QAM調(diào)制。QAM調(diào)制模塊基于L64767芯片，它接納來自衛(wèi)星或PRBS的數(shù)據(jù)，并對(duì)輸入的數(shù)據(jù)進(jìn)展QAM調(diào)制所要求的一切數(shù)字信號(hào)處置過程，其輸出是兩路相互正交的10 bit信號(hào)I和Q。(4) I/Q合成電路。

36、I/Q合成電路將QAM數(shù)字調(diào)制器L64767輸出的10 bit的I和Q信號(hào)合成為一路碼流。輸入數(shù)據(jù)率為符號(hào)時(shí)鐘，轉(zhuǎn)換器以4倍符號(hào)率對(duì)信號(hào)進(jìn)展過抽樣。將I、Q信號(hào)數(shù)字合成可以改善系統(tǒng)性能，并降低本錢。由于傳統(tǒng)的合成信號(hào)的方法要用兩個(gè)DAC，分別對(duì)I、Q兩路信號(hào)進(jìn)展D/A變換，然后再將兩路模擬信號(hào)疊加。這樣，假設(shè)兩個(gè)DAC沒有完全匹配, 將產(chǎn)生相位失真, 導(dǎo)致接納端誤比特率添加。(5) D/A變換電路。10 bit的DAC電路將數(shù)字I、Q合成信號(hào)變換成模擬信號(hào)。DAC本身是一個(gè)非線性器件，所以還要運(yùn)用補(bǔ)償電路進(jìn)展補(bǔ)償。本系統(tǒng)是在DAC之后運(yùn)用模擬放大電路來進(jìn)展補(bǔ)償?shù)摹?6) LC濾波電路。LC濾波

37、電路是一個(gè)帶通濾波器，可以消除數(shù)/模轉(zhuǎn)換過程中產(chǎn)生的高頻諧波分量。濾波器要設(shè)計(jì)成在整個(gè)濾波范圍內(nèi)的群遲延為線性，由于任何非線性濾波都將導(dǎo)致信號(hào)失真。2. Offset-QAM調(diào)制原理分析從L64767輸出的信號(hào)是兩路10 bit的I、Q數(shù)字信號(hào)，首先就要把這兩路數(shù)字信號(hào)合為一路信號(hào)，再對(duì)一路合成數(shù)字信號(hào)進(jìn)展模/數(shù)轉(zhuǎn)換，將其變?yōu)槟MMQAM 信號(hào)，經(jīng)調(diào)諧發(fā)送至信道。這種I、Q信號(hào)的數(shù)字合成比傳統(tǒng)的QAM調(diào)制少用了一個(gè)D/A變換器，這樣可消除兩個(gè)DAC鎖相不穩(wěn)定呵斥的影響，提高了系統(tǒng)性能。設(shè)發(fā)信MQAM波形可表示為u(t) T=I(t)cos(2fct)+Q(t)sin(2fct)A/D變換器的抽

38、樣速率為fs, 那么相應(yīng)上式可用下述離散化方式表達(dá)：u(k) T=I(k)cos(2fc/fsk)+Q(k)sin(2fc/fsk) (0k+) (7.6.1)假設(shè)假設(shè)在每一周期中僅取4個(gè)等間隔樣點(diǎn)，即fs=4fc，那么有 (7.6.2) 而 可以表示為1，0，1，0，抽樣序列， 可以表示為0，+1，0，1，抽樣序列，相應(yīng)同相及正交樣本序列構(gòu)成的u(k)樣本序列即變成為以下方式： I1，Q2，I3，Q4，I5，Q6，I7，Q8，。由此數(shù)字式調(diào)制過程即相當(dāng)于交替對(duì)I、Q兩路數(shù)據(jù)抽取樣值，并隔組求反，組成一個(gè)輸出序列，送至D/A變換器，轉(zhuǎn)換成模擬MQAM信號(hào)，即完成了此全數(shù)字調(diào)制處置。由以上分析，

39、設(shè)計(jì)I、Q合成的電路即只需交替對(duì)L64767輸出的I、Q兩路數(shù)據(jù)抽取樣值，并隔組求反，組成一個(gè)輸出序列，就可將I、Q兩路數(shù)字信號(hào)合成為一路。本系統(tǒng)I、Q合成電路的設(shè)計(jì)仍是用一片EPM7128實(shí)現(xiàn)。而對(duì)I、Q兩路數(shù)字信號(hào)抽取樣值并隔組求反的操作，用VHDL言語編程可隨便實(shí)現(xiàn)。 I、Q兩路數(shù)據(jù)抽取樣值的過程及I、Q抽取樣值的合成過程詳見圖7.6.2。從該圖可以看出，正交調(diào)制的精度，即嚴(yán)厲的/2關(guān)系，由對(duì)I、Q信號(hào)進(jìn)展抽樣來確保。而抽樣時(shí)鐘的精度可以做得很高，也就是確保了嚴(yán)厲的正交關(guān)系，從某種意義上來說消除了相位模糊度，數(shù)字解調(diào)時(shí)不會(huì)呵斥誤碼，也即抗誤碼才干很強(qiáng)。圖 7.6.2 I、Q兩路數(shù)據(jù)抽取樣

40、值的過程及I、Q抽取樣值的合成過程詳圖7.7 M-VSB(殘留邊帶)數(shù)字調(diào)制技術(shù)1. 8-VSB的實(shí)現(xiàn)原理美國(guó)地面廣播采用8-VSB數(shù)字調(diào)制。8-VSB的格狀編碼器、預(yù)編碼器、符號(hào)映射器如圖7.7.1所示。ATSC規(guī)范系統(tǒng)的 VSB傳輸方式采用 2/3(R=2/3)的格狀編碼(具有一個(gè)未編碼比特)，也即采用1/2的卷積編碼，將一個(gè)輸入碼編碼為兩個(gè)輸出比特，而另一個(gè)輸入比特那么堅(jiān)持未編碼(見圖7.7.1中X1輸入，兩個(gè)Z0、Z1輸出)。圖 7.7.1 8-VSB格狀編碼器、預(yù)編碼器、符號(hào)映射器數(shù)字調(diào)制采用的信號(hào)波形是 8電平(3 bit)一維的星座，采用相對(duì)簡(jiǎn)單的(短的) 4形狀格狀編碼器。長(zhǎng)的

41、格狀編碼會(huì)呵斥較長(zhǎng)的突發(fā)過失并需求更多的交錯(cuò)過程。如圖7.7.2所示，串行數(shù)據(jù)以每組3 bit輸入到串/并轉(zhuǎn)換器中，經(jīng)串/并轉(zhuǎn)換以后，送入D/A中，由數(shù)字信號(hào)變?yōu)槟M信號(hào)，然后送入調(diào)制器進(jìn)展幅度調(diào)制，調(diào)制后的信號(hào)最后經(jīng)殘留邊帶濾波后，那么完成了殘留邊帶的調(diào)制過程。圖 7.7.2 8-VSB實(shí)現(xiàn)框圖假設(shè)輸入的串行數(shù)據(jù)流速率為10 Mb/s，因此D/A變換器的輸入速率為(10/3)Mb/s。由信息論知識(shí)可得，1 Hz最高可傳輸PCM信號(hào)2 bit，所以它的基帶信號(hào)最高頻率為(7.7.1)由平衡調(diào)制原理知，調(diào)制后的信號(hào)帶寬為(7.7.2)假設(shè)只思索單邊帶(SSB)濾波，那么SSB的頻譜利用率為(7.

42、7.3) 殘留邊帶濾波器的頻率特性如圖7.7.3所示。圖 7.7.3 殘留邊帶濾波器的頻率特性從圖7.7.3可以看出，VSB讓一個(gè)邊帶全部經(jīng)過，而另一個(gè)邊帶只殘留了一部分余跡。VSB比單邊帶SSB帶寬多一部分，因此其頻譜利用率降低。降低量由滾降系數(shù)決議，=fr/fH。普通，滾降系數(shù)取值為0.10.25，它表示殘留邊帶占信號(hào)帶寬的多少。這里，我們?nèi)?.12，那么可得8-VSB的頻譜利用率為660.125.3 b/(sHz) (7.7.4)2. 16-VXB的實(shí)現(xiàn)原理16-VSB原理與8-VSB根本一樣，只是串行數(shù)據(jù)流以4 bit為一組送入D/A變換器中。進(jìn)展與上面類似的分析，可得16-VSB的

43、頻譜利用率為(取滾降系數(shù)為0.11) 880.117.1 b/(sHz) (7.7.5)7.8 OFDM數(shù)字調(diào)制技術(shù)1. OFDM調(diào)制的引出在無線傳輸系統(tǒng)，特別是電視廣播系統(tǒng)中，由于城市建筑群或其它復(fù)雜的地理環(huán)境，發(fā)送的信號(hào)經(jīng)過反射、散射等傳播途徑后，到達(dá)接納端的信號(hào)往往是多個(gè)幅度和相位各不一樣的信號(hào)的疊加，使接納到的信號(hào)幅度出現(xiàn)隨機(jī)起伏變化，構(gòu)成多徑衰弱。信號(hào)頻率選擇性的衰減，會(huì)導(dǎo)致信號(hào)畸變。在實(shí)踐的挪動(dòng)通訊中，多徑干擾根據(jù)其產(chǎn)生的條件大致可分為以下三類：第一類多徑干擾：是由于快速挪動(dòng)的用戶附近物體的反射構(gòu)成的干擾信號(hào)，其特點(diǎn)是在信號(hào)的頻域上產(chǎn)生Doppler(多普勒)分散而引起的時(shí)間選擇性

44、衰落。第二類多徑干擾： 是由于遠(yuǎn)處山丘與高大建筑物反射構(gòu)成的干擾信號(hào)，其特點(diǎn)是信號(hào)在時(shí)域和空間角度上發(fā)生了分散，從而引起相對(duì)應(yīng)的頻率選擇性衰落和空間選擇性衰落。第三類多徑干擾： 是由于基站附近的建筑物和其它物體的反射而構(gòu)成的干擾信號(hào)，其特點(diǎn)是嚴(yán)重影響到天線的信號(hào)入射角分布，從而引起空間選擇性衰落。為了抑制這三類多徑干擾而引起的三種不同的選擇性衰落，人們絞盡腦汁想盡了一切方法，如：專門為抑制由角度分散而引起的空間選擇性衰落的分集接納技術(shù); 專門為抑制由多普勒頻率分散而引起的時(shí)間選擇性衰落的信道交錯(cuò)編碼技術(shù); 專門為抑制由多徑傳播的時(shí)延功率譜的分散而引起頻率選擇性衰落的Rake接納技術(shù)等。如今采用

45、多載波傳輸?shù)姆绞剑瑏硌杏懭绾我种朴啥鄰絺鞑サ臅r(shí)延功率譜的分散而帶來的頻率選擇性衰落。多載波傳輸?shù)母拍畛霈F(xiàn)于20世紀(jì)60年代。圖7.8.1是一種多載頻調(diào)制原理框圖。設(shè)有L個(gè)載波，并有L個(gè)比特，每個(gè)比特對(duì)應(yīng)一個(gè)載波進(jìn)展正交調(diào)制，調(diào)制以后的頻譜可示于圖7.8.2。圖7.8.1中2L個(gè)子通道以1/T波特率同步任務(wù)。其中，第1L個(gè)子通道的輸入數(shù)據(jù)延遲T/2。這樣，在k信道和(Lk)信道中的基帶信號(hào)在載波頻率fk上進(jìn)展抑制載波的調(diào)幅，這里： fkf1(k1)f0 (1kL)f0代表波特率1/T。 因此，相鄰的載波頻率以波特率相間。這樣，第k個(gè)和第(kL)個(gè)信號(hào)構(gòu)成第k級(jí)的QAM信號(hào)。滿足奈奎斯特準(zhǔn)那么的濾

46、波器G()不論在發(fā)送端或接納端都一樣。我們把這種多載波正交調(diào)制稱做OFDM調(diào)制。圖 7.8.1 OFDM系統(tǒng)的一種實(shí)現(xiàn)方案圖 7.8.2 OFDM信號(hào)頻譜2. 多載頻到單載頻的處理方案 OFDM調(diào)制常要幾百或上千個(gè)載頻，這給實(shí)踐運(yùn)用帶來了極大困難，Weinstein提出了一種利用離散傅里葉變換(DFT)來實(shí)現(xiàn)OFDM的方法使多載波概念變成單載波概念來處置，這大大地簡(jiǎn)化了處置電路。設(shè)OFDM信號(hào)發(fā)射周期為0，T，在一個(gè)周期內(nèi)傳輸?shù)腘個(gè)符號(hào)為(C0，C1，CN1)，Ck為復(fù)數(shù)。由于第k個(gè)載波，所以合成的OFDM信號(hào)為 (7.8.1)在普通OFDM系統(tǒng)中，fk選擇為fk=fc+kf (7.8.2)式

47、中，fc為系統(tǒng)的發(fā)射載波，f為子載波間的最小間隔，普通取(7.8.3) ts為符號(hào)序列(C0，C1，CN1)的時(shí)間間隔，顯然，T=Nts。將式(7.8.2)和式(7.8.3)代入式(7.8.1)得(7.8.4)其中：(7.8.5)為X(t)的低通復(fù)包絡(luò)。如以為抽樣頻率對(duì)s(t)抽樣，0，T內(nèi)共有個(gè)樣值，那么(7.8.6)可見，以fs對(duì)s(t)抽樣所得的N個(gè)樣值Sn正是Ck的逆傅氏變換。因此OFDM系統(tǒng)可以這樣來實(shí)現(xiàn)： 在發(fā)送端，先由Ck的IDFT(離散傅里葉反變換)求得Sn，再經(jīng)過一低通濾波器即得所需的OFDM信號(hào)s(t); 在接納端，先對(duì)s(t)抽樣得到Sn，再對(duì)Sn求DFT(離散傅里葉變換

48、)即得Ck。當(dāng)N=2m(m為正整數(shù))時(shí)，可用快速算法，實(shí)現(xiàn)極其簡(jiǎn)單。這樣，把多載波概念轉(zhuǎn)換成基帶數(shù)字信號(hào)處置，實(shí)踐調(diào)制時(shí)只釆用單載波，如圖 7.8.3 所示。圖 7.8.3 OFDM數(shù)字調(diào)制與解調(diào)(a) OFDM數(shù)字調(diào)制; (b) OFDM數(shù)字解調(diào)3. 消除碼間干擾的措施由于OFDM信號(hào)的頻譜不是嚴(yán)厲限帶，多徑傳輸引起線形失真，使得每個(gè)子信道的能量分散到相鄰信道，從而產(chǎn)生符號(hào)間的干擾。處理的方法是延伸符號(hào)的繼續(xù)時(shí)間或添加載波數(shù)量，使失真變得不是那么明顯。然而由于載波容量，多普勒效應(yīng)以及DFT大小的限制，這種方法很難實(shí)現(xiàn)。另一種防止符號(hào)間干擾的方法是周期性地參與維護(hù)間隔，在每個(gè)OFDM符號(hào)前面參

49、與信號(hào)本身周期性的擴(kuò)展。符號(hào)總的繼續(xù)時(shí)間Ttotal=T, 是維護(hù)間隔，T是有用信號(hào)的繼續(xù)時(shí)間。當(dāng)維護(hù)間隔大于信道脈沖呼應(yīng)或多徑延遲時(shí)，就可以消除符號(hào)間的干擾。由于參與維護(hù)間隔會(huì)導(dǎo)致數(shù)據(jù)流量添加，因此通常小于T/4。帶有維護(hù)間隔的OFDM的時(shí)頻表示中，信號(hào)頻域重疊，在時(shí)域經(jīng)過維護(hù)間隔分開，這種構(gòu)造符合電視廣播信道的特性，如圖7.8.4所示。圖 7.8.4 采用維護(hù)間隔的OFDM的時(shí)頻表示4. OFDM的時(shí)域表示 (1) OFDM時(shí)域原理表示圖。圖7.8.5所示為OFDM時(shí)域原理表示圖。(2) OFDM時(shí)域原了解釋。 輸入為高速串行信息數(shù)據(jù)碼元1，2，N，經(jīng)過串并的S/P變換后為N路低速碼元，再

50、分別調(diào)制在N個(gè)正交子載波上，最后在時(shí)域波形上相加合并發(fā)送至信道。 實(shí)踐發(fā)送的并行碼元信號(hào)周期TpNTs，即大于串行信息碼元周期的N倍，而為給定信號(hào)帶寬的B中所選用的子載波數(shù)。 N越大，實(shí)踐發(fā)送的并行碼元信號(hào)周期Tp(NTs)就越長(zhǎng)，抗符合間串?dāng)_(ISI)的才干也就越強(qiáng)。同時(shí)OFDM信號(hào)的功率譜也就越逼近理想低通特性。圖 7.8.5 OFDM時(shí)域原理表示圖 圖7.8.6所示為N=16的OFDM信號(hào)功率譜密度圖，圖中縱坐標(biāo)為歸一化頻率。為了比較，圖中也給出了BPSK的歸一化功率譜密度。圖 7.8.6 OFDM歸一化功率譜5. OFDM的等效頻域表示(1) 數(shù)學(xué)表達(dá)式。 由前面OFDM的時(shí)域表示，我

51、們可以直接給出相應(yīng)的等效頻域表達(dá)式，即矩陣表達(dá)式為R=HS+N (7.8.7)其中： R為接納信號(hào)矩陣，R=(R1R2)T; H為信道矩陣，反映信道的復(fù)衰落系數(shù)，H為KcKc，那么Kc為并行子系統(tǒng)(子載波)數(shù); S為信源矩陣，S=(S1S2 )T; N為疊加性高斯白噪聲(AGWN)，N=(N1N2 )T (7.8.8) 信道矩陣H由于采用了Kc個(gè)正交子載波，那么有(7.8.9) H為一對(duì)角線矩陣，而對(duì)角線上的元素Hn(n=1，2，Kc)表示每個(gè)子信道的平坦衰落系數(shù)。(2) OFDM系統(tǒng)的頻域表示。 根據(jù)以上數(shù)學(xué)分析，OFDM系統(tǒng)頻域等效框圖如圖7.8.7所示。圖 7.8.7 OFDM頻域等效框

52、圖為了便于物理實(shí)現(xiàn)，將式R=HS+N改寫為頻域的變量表達(dá)式，即Rn=HnSn+Nn(n=1，2，Kc) (7.8.10)其中： Rn表示頻域接納信號(hào)序列中第n個(gè)值; Sn為信源信號(hào)序列中第n個(gè)值; Hn為n個(gè)子載波信道的復(fù)衰落系數(shù); Nn為第n個(gè)子信道的AWGN。OFDM符號(hào)和OFDM幀的時(shí)頻構(gòu)造直觀表示如圖7.8.8所示。圖 7.8.8 OFDM符號(hào)和OFDM幀的時(shí)頻構(gòu)造(a) OFDM符號(hào); (b) OFDM幀實(shí)踐運(yùn)用中，經(jīng)常將Ks個(gè)OFDM符號(hào)組合為一個(gè)OFDM幀，其幀長(zhǎng)為(7.8.11)而即OFDM的符號(hào)周期應(yīng)為實(shí)際周期Ts加上插入的維護(hù)間隔Tg 。其中max表示最大延時(shí)。6. OFD

53、M調(diào)制實(shí)踐電路舉例OFDM-OBL在800 MHz帶寬的運(yùn)用證明了數(shù)字開路廣播系統(tǒng)用OFDM調(diào)制方案的可行性。OFDM-OBL實(shí)驗(yàn)的普通構(gòu)造如圖7.8.9所示，其技術(shù)規(guī)格見表7.8.1。下面對(duì)圖7.8.9各框圖部分加以闡明。(1) 信源編碼：視頻編碼包括離散余弦(DCT)編碼、運(yùn)動(dòng)補(bǔ)償和霍夫曼編碼等。音頻緊縮技術(shù)采用MPEG的層2。編碼后的視頻數(shù)據(jù)信息比特率是從7.146 Mb/s到15.066 Mb/s。音頻信息比特率是384 kb/s。信源編碼器的輸出數(shù)據(jù)是包含視頻和音頻數(shù)據(jù)的一系列數(shù)據(jù)流，它和R-S(240，225)糾錯(cuò)碼有一樣的數(shù)據(jù)。信源輸出數(shù)據(jù)速率有8.32 Mb/s、12.64 M

54、b/s、16.48 Mb/s。(2) 糾錯(cuò)：信源數(shù)據(jù)經(jīng)過長(zhǎng)度為T的卷積糾錯(cuò)，當(dāng)信源的比特率為8.34 Mb/s和12.64 Mb/s時(shí)，卷積碼的速率分別為它的1/2和3/4。在16.48 Mb/s的比特率情況下，糾錯(cuò)僅僅在信源編碼中由R-S碼提供。卷積編碼(TCM)后，在頻域和時(shí)域內(nèi)對(duì)每一個(gè)OFDM幀進(jìn)展數(shù)據(jù)交錯(cuò)。由于電視直播傳輸需求有一個(gè)穩(wěn)定的信源廣播，所以交錯(cuò)起到非常關(guān)鍵的作用。時(shí)域交錯(cuò)器跟在R-S編碼器之后，在R-S碼間進(jìn)展時(shí)域交錯(cuò)，將TCM解碼后的延續(xù)誤碼分散到不同的R-S碼字中，使其不超越R-S碼的糾錯(cuò)才干。頻域交錯(cuò)的作用是使相鄰格狀編碼的信號(hào)點(diǎn)在時(shí)間上分開，以便突發(fā)干擾點(diǎn)的噪聲相對(duì)

55、均勻，使其分散在不同格狀編碼點(diǎn)，而不是集中在延續(xù)的幾個(gè)信號(hào)點(diǎn)上超出TCM解碼的才干。頻域交錯(cuò)提高了TCM對(duì)同頻干擾的抵抗才干，由于它將使同頻干擾嚴(yán)重的載波分量分散開。(3) 調(diào)制：經(jīng)過不同的編碼和格雷映射，頻域的數(shù)據(jù)經(jīng)過IDFT處置轉(zhuǎn)換到時(shí)域，其中DFT的載波數(shù)是1024個(gè)。為了獲得較強(qiáng)的抗多徑衰落的才干，OFDM的每一個(gè)載波采用DQPSK調(diào)制方法，并且每個(gè)載波的相位是正交的。每一個(gè)OFDM載波采用什么樣的調(diào)制方法關(guān)鍵是看其抵抗傳播情況的才干。假設(shè)傳播情況變化得很快，那么采用不同的調(diào)制方法比采用單一的調(diào)制方法更可取。因此在挪動(dòng)的數(shù)字傳播條件下，對(duì)每一個(gè)OFDM載波，既可采用同樣的調(diào)制方法也可采

56、用不同的調(diào)制方法，如QPSK和QAM。由于在信源數(shù)據(jù)的傳播中，多徑延遲傳播比地面廣播系統(tǒng)短，又由于FFT的載波數(shù)量是1024個(gè)，在頻域內(nèi)基帶濾波需求多余的帶寬，因此有效的符號(hào)長(zhǎng)度為64 s。復(fù)雜的FFT的輸入數(shù)據(jù)也僅僅為572個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)，被調(diào)制在不同的載波上，剩余的載波都被調(diào)制上零數(shù)據(jù)。這時(shí)的帶寬是9MHz，并且功率譜密度的外形是矩形。參與的維護(hù)間隔也是IFFT輸出數(shù)據(jù)的一部分，我們可以從基帶的OFDM碼元中獲得樣值。思索到中繼的間隔短，接納方的定向天線、傳播才干和傳播環(huán)境等要素，維護(hù)間隔的長(zhǎng)度為2 s。碼元的數(shù)據(jù)經(jīng)過低通基帶濾波，經(jīng)過D/A 轉(zhuǎn)換，再經(jīng)過正交調(diào)制轉(zhuǎn)換到中頻帶，然后經(jīng)過頻率轉(zhuǎn)換安

57、裝在射頻帶傳播。(4) 幀構(gòu)造：一個(gè)OFDM幀包含1000個(gè)碼元，其中4個(gè)是同步碼元(1個(gè)0碼元、1個(gè)掃描碼元和2個(gè)參考碼元)。同步位包含幀時(shí)鐘、碼元時(shí)鐘、FFT樣點(diǎn)時(shí)鐘以及其它的時(shí)鐘。它是經(jīng)過探測(cè)0碼元和掃描碼元來確定的。(5) 解調(diào)：在接納方，每一個(gè)OFDM載波上的數(shù)據(jù)可以經(jīng)過FFT處置器解調(diào)。只需多徑的延遲沒有超出維護(hù)間隔的長(zhǎng)度，載波上的數(shù)據(jù)就可以被正確地解調(diào)。由于頻率交錯(cuò)，每一個(gè)載波上的相位旋轉(zhuǎn)在FFT處置前經(jīng)過相位旋轉(zhuǎn)安裝進(jìn)展了補(bǔ)償，同時(shí)A/D變換安裝的輸入經(jīng)過自動(dòng)增益控制進(jìn)展了優(yōu)化。(6) 實(shí)踐運(yùn)用：由于數(shù)字廣播系統(tǒng)的音頻和視頻編碼朝著國(guó)際上一致的規(guī)范開展，所以數(shù)字開路廣播鏈路的信

58、源編碼采用一致的規(guī)范。信源的比特率要在傳輸容量與信源的質(zhì)量之間找到一個(gè)平衡點(diǎn)。OBL中的OFDM的有效碼元的長(zhǎng)度要思索傳播途徑的延時(shí)和時(shí)變衰減。同時(shí)這個(gè)參數(shù)還取決于硬件的限制。如FFT載波的個(gè)數(shù)和大規(guī)模集成電路處置的速度。假定采用一致的帶寬，添加有效的碼元長(zhǎng)度和維護(hù)間隔同添加FFT的載波數(shù)可以到達(dá)一樣的效果。硬件技術(shù)的開展對(duì)OFDM安裝性能的改善起著重要的作用。維護(hù)間隔的長(zhǎng)度大于最大的多徑延遲是可取的，但是在OBL中維護(hù)間隔的長(zhǎng)度不能獲得太長(zhǎng)。由于在OBL中，即使在維護(hù)間隔內(nèi)，也會(huì)有短延遲的多徑信號(hào)和嚴(yán)重的錯(cuò)誤出現(xiàn)，所以有必要確定維護(hù)間隔的長(zhǎng)度，以防止冗余碼不能進(jìn)展充分的糾錯(cuò)。體積小和低功耗是

59、實(shí)踐運(yùn)用中要思索的主要要素，因此必需盡量將數(shù)字處置部分集成到大規(guī)模集成電路上。傳統(tǒng)情況下，在大規(guī)模的電視直播傳輸中需求大量的接納基站和定向天線。當(dāng)運(yùn)用OFDM-OBL時(shí)，可以減少基站的數(shù)量并運(yùn)用非定向的天線。由于它的良好的抗多徑傳播的性能，OFDM調(diào)制方案還可以構(gòu)成單一頻率網(wǎng)絡(luò)。(7) 結(jié)論：在QPSK-OFDM傳輸實(shí)驗(yàn)中，得到了如下的結(jié)論：這里我們采用的是在9 MHz 帶寬中采用572個(gè)載波和2 s的間隔。數(shù)字OBL采用OFDM調(diào)制方案在多徑延遲條件下能堅(jiān)持穩(wěn)定的傳播。在OBL中采用OFDM，對(duì)挪動(dòng)信源不用采用跟蹤的定向天線，取而代之的是非定向天線和較少的接納基站，就可以在多徑環(huán)境中獲得優(yōu)良

60、的性能?？梢灶A(yù)料到，OFDM調(diào)制方案可以改善挪動(dòng)信源電視廣播傳播的操作，并且在大規(guī)模的傳播中簡(jiǎn)化中繼網(wǎng)絡(luò)。 (8) 歐洲D(zhuǎn)VB規(guī)范的COFDM： 歐洲D(zhuǎn)VB-T數(shù)字電視開路規(guī)范采用了正交頻分復(fù)用調(diào)制 (OFDM)。在這種調(diào)制方式內(nèi)，可以分成適用于小范圍的單發(fā)射機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)的2k載波方式，適用于大范圍多發(fā)射機(jī)的8k載波方式。在進(jìn)展OFDM之前，往往還采用內(nèi)碼編碼(卷積編碼)。這樣，編碼和調(diào)制合起來又稱為COFDM，COFDM調(diào)制方式將信息分布到許多個(gè)載波上面，這種技術(shù)曾經(jīng)勝利地運(yùn)用到了數(shù)字音、視頻廣播DAB上面，用來防止傳輸環(huán)境呵斥的多徑反射效應(yīng)，其代價(jià)是引入了傳輸“維護(hù)間隔。這些“維護(hù)間隔會(huì)占用一部