高頻電子線路振幅解調(diào)

1、第6章 振幅調(diào)制、 解調(diào)及混頻 6.1 振幅調(diào)制 6.2 調(diào)幅信號的解調(diào)6.3 混頻6.4 混頻器的干擾6.2 調(diào)幅信號的解調(diào) 6.2.1 調(diào)幅解調(diào)的方法 振幅解調(diào)方法可分為包絡(luò)檢波和同步檢波兩大類。包絡(luò)檢波是指解調(diào)器輸出電壓與輸入已調(diào)波的包絡(luò)成正比的檢波方法。由于AM信號的包絡(luò)與調(diào)制信號成線性關(guān)系,因此包絡(luò)檢波只適用于AM波。其原理框圖如圖630所示。 圖630 包絡(luò)檢波的原理框圖 圖631 同步解調(diào)器的框圖 同步檢波分為乘積型(a)和疊加型(b)兩類。 都需要用恢復(fù)的載波信號ur進行解調(diào)。 圖632 同步檢波器 6.2.2 二極管峰值包絡(luò)檢波器 1原理電路及工作原理 圖633(a)是二極管

2、峰值包絡(luò)檢波器的原理電路。它是由輸入回路、二極管VD和RC低通濾波器組成。 式中,c為輸入信號的載頻,在超外差接收機中則為中頻I為調(diào)制頻率。在理想情況下,RC網(wǎng)絡(luò)的阻抗Z應(yīng)為 圖633 二極管峰值包絡(luò)檢波器(a)原理電路 (b)二極管導(dǎo)通 (c)二極管截止 c為輸入信號載頻,在超外差接收機中為中頻,I為調(diào)制頻率,在理想情況下,RC網(wǎng)絡(luò)的阻抗Z應(yīng)為圖634 加入等幅波時檢波器的工作過程 特點: (1)檢波過程就是信號源通過二極管給電容充電與電容對電阻R放電的交替重復(fù)過程。 (2)由于RC時間常數(shù)遠大于輸入電壓載波周期,放電慢, 使得二極管負極永遠處于正的較高的電位(二極管是一窄脈沖序列, 輸出電

3、壓接近于高頻正弦波峰值UoUm) (3)二極管電流 iD 包含平均分量(直流分量) Iav及高頻分量。 檢波器輸出電壓UoUav圖635 檢波器穩(wěn)態(tài)時的電流電壓波形 圖636 輸入為AM信號時檢波器的輸出波形圖圖637 輸入為AM信號時,檢波器二極管的電壓及電流波形 圖638 包絡(luò)檢波器的輸出電路 2性能分析 1) 傳輸系數(shù)Kd 檢波器傳輸系數(shù)Kd或稱為檢波系數(shù)、檢波效率,是用來描述檢波器對輸入已調(diào)信號的解調(diào)能力或效率的一個物理量。若輸入載波電壓振幅為Um,輸出直流電壓為Uo,則Kd定義為(643a) (643b) 由于輸入大信號,檢波器工作在大信號狀態(tài),二極管的伏安特性可用折線近似。在考慮輸

4、入為等幅波,采用理想的高頻濾波,并以通過原點的折線表示二極管特性(忽略二極管的導(dǎo)通電壓VP),則由圖635有:(644)(645) 式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,為電流通角,iD是周期性余弦脈沖,其平均分量I0為 式中,0()、1()為電流分解系數(shù)。 由式(643(a)和圖635可得基頻分量為 (646)(647)(648) 由此可見,檢波系數(shù)Kd是檢波器電流iD的通角的函數(shù),求出后,就可得Kd。 由式(646)Uo=I0R,有 (649)等式兩邊各除以cos,可得(650) 當很小時,即gDR很大時,如gDR50時,傳輸系數(shù)特點 當電路一定時，在大信號檢波器中僅與檢波器的電路參數(shù)有

5、關(guān)是恒定的，與輸入信號大小無關(guān)。越小，Kd越大，并趨近于1。而隨gDR增大而減小，因此， Kd隨gDR增加而增大。實際上輸出平均電壓還是要小些。實際傳輸持性與電容C的容量有關(guān)。理想狀態(tài)：通角為0 圖639 KdgDR關(guān)系曲線圖 圖640 濾波電路對Kd的影響 2) 輸入電阻Ri 檢波器的輸入阻抗包括輸入電阻Ri及輸入電容Ci。輸入電阻是輸入載波電壓的振幅Um與檢波器電流的基頻分量振幅I1之比值,即圖641 檢波器的輸入阻抗 3檢波器的失真 1)惰性失真 在二極管截止期間,電容C兩端電壓下降的速度取決于RC的時常數(shù)。 圖642 惰性失真的波形 為了避免產(chǎn)生惰性失真,必須在任何一個高頻周期內(nèi),使電

6、容C通過R放電的速度大于或等于包絡(luò)的下降速度,即(655) 如果輸入信號為單音調(diào)制的AM波,在t1時刻其包絡(luò)的變化速度為 二極管停止導(dǎo)通的瞬間,電容兩端電壓uC近似為輸入電壓包絡(luò)值,即uC=Um(1+mcost)。從t1時刻開始通過R放電的速度為 實際上,不同的t1, U(t)和uC的下降速度不同,為避免產(chǎn)生惰性失真,必須保證A值最大時,仍有Amax1。故令dadt1=0,得代入式(658),得出不失真條件如下:(659) (660)(661) 圖643 底部切削失真 2) 底部切削失真底部切削失真又稱為負峰切削失真。產(chǎn)生這種失真是因檢波器的交直流負載不同引起的。 因為Cg較大,在音頻一周內(nèi),

7、其兩端的直流電壓基本不變,大小約為載波振幅值UC,可以看作一直流電源。它在電阻R和Rg上產(chǎn)生分壓。在電阻R上的壓降為 調(diào)幅波的最小幅度為UC(1-m) ,要避免底部切削失真,應(yīng)滿足 (662) 圖644 減小底部切削失真的電路 4實際電路及元件選擇圖645 檢波器的實際電路 根據(jù)上面諸問題的分析,檢波器設(shè)計及元件參數(shù)選擇的原則如下: (1)回路有載QL值要大, (2) 為載波周期 (3) (4) (5) 5. 二極管并聯(lián)檢波器 除上面討論的串聯(lián)檢波器外,峰值包絡(luò)檢波器還有并聯(lián)檢波器、推挽檢波器、倍壓檢波器、視頻檢波器等。這里討論并聯(lián)檢波器。 圖646 并聯(lián)檢波器及波形(a)原理電路 (b)波形

8、 (c)實際電路 根據(jù)能量守恒原理,實際加到并聯(lián)型檢波器中的高頻功率,一部分消耗在R上,一部分轉(zhuǎn)換為輸出平均功率,即當UavUC時(UC為載波振幅)有(665) 6小信號檢波器 小信號檢波指輸入信號振幅在幾至幾十毫伏范圍內(nèi)的檢波。這時,二極管的伏安特性可用二次冪級數(shù)近似,即 一般小信號檢波時Kd很小,可以忽略平均電壓負反饋效應(yīng),認為(666)(667) 將它代入上式,可求得iD的平均分量和高頻基波分量振幅為 若用Iav=Iav-a0表示在輸入電壓作用下產(chǎn)生的平均電流增量,則(668) 相應(yīng)的Kd和Ri為(669) (670) 若輸入信號為單音調(diào)制的AM波,因c,可用包絡(luò)函數(shù)U(t)代替以上各式

9、中的Um小信號檢波器輸出的平均電壓與輸入信號電壓振幅的平方成正比，故將這種檢波器稱為平方律檢波器?？梢宰鞴β手甘?。圖647 小信號檢波 圖631 同步解調(diào)器的框圖 6.2.3 同步檢波 同步檢波分為乘積型(a)和疊加型(b)兩類。 都需要用恢復(fù)的載波信號ur進行解調(diào)。 圖632 同步檢波器 1乘積型 設(shè)輸入信號為DSB信號,即us=Uscostcosct,本地恢復(fù)載波ur=Urcos(rt+),這兩個信號相乘 經(jīng)低通濾波器的輸出,且考慮r-c=c在低通濾波器頻帶內(nèi),有(673) 由上式,當恢復(fù)載波與發(fā)射載波同頻同相時,即r=c,=0,則 uo=Uocost (674) 無失真地將調(diào)制信號恢復(fù)出

10、來。若恢復(fù)載波與發(fā)射載頻有一定的頻差,即r=c+c uo=Uocosctcost (675) 引起振幅失真。若有一定的相差,則 uo=Uocoscost (676) 相當于引入一個振幅的衰減因子。圖648 幾種乘積型解調(diào)器實際線路 2. 疊加型同步檢波將DSB或SSB信號插入恢復(fù)載波,使之成為或近似為AM信號,再利用包絡(luò)檢波器恢復(fù)調(diào)制信號。對DSB信號,只要加入的恢復(fù)載波電壓在數(shù)值上滿足一定的關(guān)系,就可得到一個不失真的AM波。設(shè)單頻調(diào)制的單邊帶信號(上邊帶)為us=Uscos(c+)t=Uscostcosct-Ussintsinct us=Uscos(c+)t=Uscostcosct-Ussintsinct 恢復(fù)載波 ur=Urcosrt =Urcosct us+ur=(Uscost+Ur)cosct-Ussintsinct =Um(t)cosct+(t) 式中 (680) 式中, m=Us/Ur 。當mUs時,上式可近似為(681) (682)圖649 疊加