-低頻功率放大器

1、5.1 概述5.2 互補(bǔ)推挽功率放大器5.3 功率放大器的保護(hù)電路5.4 其它形式的功放電路第 5 章 低頻功率放大器返回主目錄5.1.1 功率放大器的主要指標(biāo)5.1.2 功率放大器的分類(lèi) 5.1 概述第5章低頻功率放大器5.1 概述 5.1.1 功率放大器的主要指標(biāo) 1. 輸出功率Po 功率放大器應(yīng)給出足夠大的輸出功率Po以推動(dòng)負(fù)載工作。為此，功放管一般工作在大信號(hào)狀態(tài), 以不超過(guò)管子的極限參數(shù)ICM、BVCEO、PCM為限度。這就使功放管平安工作成為功率放大器的重要問(wèn)題。 2. 效率 功率放大器的效率定義為功率放大器的輸出信號(hào)功率Po直流電源供給功率放大器功率PE之比, 用表示，即 = 功

2、率放大器要求高效率地工作，一方面是為了提高輸出功率，另一方面是為了降低管耗。直流電源供給的功率除了一局部變成有用的信號(hào)功率以外，剩余局部變成晶體管的管耗PC(PC=PE-Po)。 管耗過(guò)大將使功率管發(fā)熱損壞。所以，對(duì)于功率放大器，提高效率也是一個(gè)重要問(wèn)題。 3. 非線(xiàn)性失真 功率放大器為了獲得足夠大的輸出功率，需要大信號(hào)鼓勵(lì)， 從而使信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍往往超出晶體管的線(xiàn)性區(qū)域，導(dǎo)致輸出信號(hào)失真。因此減小非線(xiàn)性失真，成為功率放大器的又一個(gè)重要問(wèn)題。 概括起來(lái)說(shuō)，要求功率放大器在保證晶體管平安運(yùn)用的情況下，獲得盡可能大的輸出功率、盡可能高的效率和盡可能小的非線(xiàn)性失真。 5.1.2 功率放大器的分類(lèi) 功率

3、放大器根據(jù)功放管導(dǎo)通時(shí)間的長(zhǎng)短或集電極電流流通時(shí)間的長(zhǎng)短或?qū)ń堑拇笮? 分為以下4種工作狀態(tài): 1甲類(lèi)工作狀態(tài)。甲類(lèi)工作狀態(tài)下，在整個(gè)周期內(nèi)晶體管的發(fā)射結(jié)都處于正向運(yùn)用, 集電極電流始終是流通的, 即導(dǎo)通角等于180, 如圖5 - 1a所示。甲類(lèi)工作狀態(tài)又稱(chēng)為A類(lèi)工作狀態(tài)。 2乙類(lèi)工作狀態(tài)。乙類(lèi)工作狀態(tài)下，晶體管的發(fā)射結(jié)在輸入信號(hào)的半個(gè)周期正向運(yùn)用, 在另外半個(gè)周期反向運(yùn)用, 晶體管半周導(dǎo)電半周截止。 集電極電流只在半周內(nèi)隨信號(hào)變化, 而在另外半個(gè)周期截止, 即導(dǎo)通角等于90, 如圖5 - 1b所示。 乙類(lèi)工作狀態(tài)又稱(chēng)為B類(lèi)工作狀態(tài)。 3甲乙類(lèi)工作狀態(tài)。它是介于甲類(lèi)和乙類(lèi)之間的工作狀態(tài), 即

4、發(fā)射結(jié)處于正向運(yùn)用的時(shí)間超過(guò)半個(gè)周期, 但小于一個(gè)周期, 即導(dǎo)通角大于90小于180, 如圖5 - 1c所示, 甲乙類(lèi)工作狀態(tài)又稱(chēng)為AB類(lèi)工作狀態(tài)。 4丙類(lèi)工作狀態(tài)。丙類(lèi)工作狀態(tài)下，晶體管發(fā)射結(jié)處于正向運(yùn)用的時(shí)間小于半個(gè)周期, 集電極電流流通的時(shí)間還不到半個(gè)周期, 即導(dǎo)通角小于90, 如圖5 - 1d所示。丙類(lèi)工作狀態(tài)又稱(chēng)為C類(lèi)工作狀態(tài)。 圖 5 - 1放大器工作狀態(tài)的類(lèi)型a 甲類(lèi); b 乙類(lèi); c 甲乙類(lèi); d 丙類(lèi) 由圖5 - 1可以看出，在相同鼓勵(lì)信號(hào)作用下，丙類(lèi)功放集電極電流的流通時(shí)間最短，一個(gè)周期平均功耗最低，而甲類(lèi)功放的功耗最高。分析說(shuō)明，相同輸入信號(hào)下如果維持輸出功率不變，4類(lèi)功

5、放的效率滿(mǎn)足：甲甲乙乙2EC, 這也是選擇功放管的一條依據(jù)。 6. 功放管的最大允許電流 功放管處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí),流過(guò)管子的最大電流為Ucem/RLEC/RL, 所以, 功放管的集電極最大允許電流必須大于該值, ICM 5.2.3 乙類(lèi)推挽功率放大器的非線(xiàn)性失真 1. 推挽電路對(duì)偶次諧波的抑制 在推挽放大器中, 假設(shè)兩管的特性完全一致, 那么它們的電流、電壓波形完全對(duì)稱(chēng)，這樣, iC1、iC2可分別寫(xiě)成 iC1=I0+Icm1 cos(1t+1)+Icm2cos(21t+2)+ +Icmncos(n1t+n)+ (5 - 17a) iC2=I0+Icm1cos(1t+1)+Icm2cos(21t

6、+2+2)+ 而由圖5 - 2a可知iL=iC1-iC2=2Icm1cos(1t+1)+2Icm3cos(31t+3)+ 可見(jiàn)輸出電流或電壓中沒(méi)有偶次諧波成分, 即推挽電路可以抑制偶次諧波。 實(shí)際上由于兩管特性的差異及電路的不完全對(duì)稱(chēng), 輸出電流或電壓中總會(huì)有些偶次諧波成分, 這就要求盡量精選配對(duì)管子, 減小非線(xiàn)性失真。 2. 交越失真與工作點(diǎn)的選擇 iC1、iC2在開(kāi)始導(dǎo)通的一段時(shí)間里增長(zhǎng)很慢, 當(dāng)iC1與iC2相互交替時(shí), iC1iC2的波形和正弦波形相差較大, 如圖5 - 5所示。這種乙類(lèi)推挽放大器所特有的失真稱(chēng)為交越失真。 圖 5 5 交越失真 為了消除交越失真, 可分別給兩只晶體管的

7、發(fā)射結(jié)加很小的正偏壓, 讓兩只晶體管各有一個(gè)很小的電流ICQ流過(guò)。這樣, 既可以根本上消除交越失真, 又不會(huì)對(duì)效率有很大的影響。圖5 - 6示出了加正偏壓后, 對(duì)應(yīng)負(fù)載電流iC1iC2的波形。 嚴(yán)格地講, 此時(shí)晶體管已工作在甲乙類(lèi)狀態(tài), 但由于正偏壓較小, 靜態(tài)電流很小, 所以一般仍稱(chēng)它為乙類(lèi)功率放大器, 其分析計(jì)算也按乙類(lèi)功率放大器對(duì)待, 以區(qū)別靜態(tài)電流較大的甲乙類(lèi)功率放大器。 乙類(lèi)推挽功率放大器加正向偏置的常用形式如圖5 - 7所示。 圖 5 6 交越失真的消除 圖 5 7 消除交越失真的實(shí)際電路 對(duì)于圖5 - 7a電路, 正向偏壓是利用IC1流過(guò)R1產(chǎn)生直流壓降, 為V2、3推挽管提供需

8、要的偏壓 UBE2=UBE3 對(duì)于圖5 - 7b電路, 利用二極管由三極管V4、V5連接而得，為V2、V3提供所需的正向偏壓。 UBE2=UBE3=UD2 對(duì)于圖5 - 7c電路,V1、 R1、 R2組成的恒壓源電路為V2、V3管提供所需偏壓。由圖可知 忽略IB, 那么IR1R2, 于是不難得到 UBBUBE11+ 調(diào)整R1、R2的比值, 可改變V2, V3 基極間的電壓, 即可得任意倍數(shù)UBE的UBB, 所以通常稱(chēng)該電路為UBE倍增電路。 以上討論的互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)推挽電路, 由于采用正負(fù)兩組電源供電, 當(dāng)無(wú)輸入信號(hào)時(shí), 靜態(tài)輸出電位為零, 負(fù)載RL可直接連到功放電路輸出端, 不需要輸出耦合電容,

9、因此這種電路又稱(chēng)OCOutput Capacitor Less電路。 5.3.1 功放管的管耗與散熱5.3.2 保護(hù)電路5.3 功率放大器的保護(hù)電路5.3 功率放大器的保護(hù)電路 5.3.1 功放管的管耗與散熱 功放管的管耗是通過(guò)熱傳導(dǎo)的形式以散熱的方式消耗掉的。 所謂熱傳導(dǎo)，是指熱能從高溫點(diǎn)向低溫點(diǎn)傳送的現(xiàn)象。為衡量媒質(zhì)導(dǎo)熱能力的強(qiáng)弱, 引入熱阻的概念。 一般地, 假設(shè)A、B兩點(diǎn)的溫度分別為T(mén)A、T, 其間導(dǎo)熱材料的熱阻為RT, 那么A、B兩點(diǎn)間傳送的熱功率P與TA、TB、RT之間, 有如下關(guān)系: 式中, P為熱功率, 單位為W; RT為熱阻, 單位為C/W。 具體到功放電路中, 當(dāng)功放管在環(huán)

10、境溫度Ta下工作時(shí), 由于集電極消耗的功率即管耗PC轉(zhuǎn)換為熱能, 使結(jié)溫升高為T(mén)jTjTa。顯然， PC=P= TjTjmax 可見(jiàn), 當(dāng)Ta、RT一定時(shí), 功放管的最高結(jié)溫Tjmax對(duì)應(yīng)著集電極最大允許功耗PCM， 式中，Tjmax取決于管子的半導(dǎo)體材料。鍺管的Tjmax約為75100 ； 硅管約為(175200)。 由式5 - 24可知, 環(huán)境溫度越高, 其允許最大的集電極功耗越小。手冊(cè)上給出的PCM是在環(huán)境溫度為25 條件下得到的。 在設(shè)計(jì)功放電路時(shí), 為了平安工作起見(jiàn), 常取最高環(huán)境溫度下的集電極最大允許功耗PCMTamax的90作為功耗的極限值, 即應(yīng)使集電極功耗PC滿(mǎn)足 PC0.9

11、PCM(Tamax) (5 - 25) 對(duì)于大功率晶體管一般需要加散熱板以改善散熱條件, 減小熱阻, 從而提高PCM。 5.3.2 保護(hù)電路 從前面的討論中可以看出, 管耗PC過(guò)大將導(dǎo)致功放管損壞, 限制管耗即可有效地保護(hù)功放管。限制管耗的常用方法是限制流過(guò)成效管集電極的電流即輸出電流Io?；谶@一思路, 功放保護(hù)電路的常見(jiàn)形式如圖5 - 8所示。 圖5 - 8a所示電路中采用二極管輸出限流保護(hù)電路。 VD3、VD4是附加的限流二極管。正常情況下, VD3、VD4不起作用。 圖 5 8 輸出級(jí)保護(hù)電路 a 二極管保護(hù)； b 三極管保護(hù) 如果正向電流過(guò)大, 那么RE2上的壓降增大, 使VD3正向

12、偏置，由截止變?yōu)閷?dǎo)通, 從而分去V2的一局部基極電流, 使輸出電流減小。 最大輸出電流約為 Iomax 如果設(shè) UD30.6 V, RE2=10, 那么Iomax60 mA。由于UD30.6 V，具有負(fù)的溫度系數(shù), 因此當(dāng)環(huán)境溫度升高時(shí), 二極管的正向電壓降低, 從而使輸出電流的最大值也相應(yīng)減小, 這也有利于控制功放管的結(jié)溫不致于升高。如果負(fù)向電流過(guò)大, 那么VD4導(dǎo)通, 其保護(hù)原理不再贅述。 5.4.1 單電源供電的互補(bǔ)推挽電路5.4.2 準(zhǔn)互補(bǔ)推挽功率放大器5.4.3 橋式平衡功率放大器5.4.4 場(chǎng)效應(yīng)管功率放大器5.4.5 具有輸出自舉作用的功放電路5.4.6 集成功放電路5.4 其它

13、形式的功放電路5.4 其他形式的功放電路 5.4.1 單電源供電的互補(bǔ)推挽電路 雙電源互補(bǔ)推挽電路有時(shí)使用不便, 因此提出單電源供電的互補(bǔ)推挽電路, 如圖5 - 9所示。 V1組成鼓勵(lì)級(jí), 工作在甲類(lèi)放大狀態(tài)。V2、V3組成互補(bǔ)推挽功放級(jí), 輸出端通過(guò)大電容C2與負(fù)載RL相接。由V1的靜態(tài)電流在電阻R4兩端產(chǎn)生的電壓U BB為2、 V3提供正向偏置電壓, 以消除交越失真。 圖 5 9 OTL電路 C3用來(lái)旁路R4, 使加到V2、V3基極的鼓勵(lì)信號(hào)電壓相等。 調(diào)整鼓勵(lì)級(jí)V1的靜態(tài)工作點(diǎn)改變電阻R1, 使B點(diǎn)電位UB約等于EC/2+0.7V, 那么UE=EC/2。 由于C2容量很大大于200 F,

14、 其充放電時(shí)間常數(shù)遠(yuǎn)大于信號(hào)的半個(gè)周期, 所以在兩管輪流導(dǎo)通時(shí), 電容器兩端電壓根本不變, 恒等于EC/2。因此V2和V3兩管的等效電源電壓為EC/2, 這與圖5 - 2a正負(fù)兩組電源供電情況是相同的。圖5 - 9所示的推挽電路的輸出功率、效率、功耗等的計(jì)算方法與圖5 - 2a電路的也完全相同, 只需用EC/2取代公式中的EC即可, 這里不再重復(fù)。 圖5 - 9所示電路又稱(chēng)為OTLOutput Trantsformer Less電路。 5.4.2 準(zhǔn)互補(bǔ)推挽功率放大器 1. 復(fù)合管的構(gòu)成 圖5 - 10為復(fù)合管的兩種形式。圖a為兩只NPN管等效一只NPN管, 這種復(fù)合接法稱(chēng)為達(dá)林頓接法; 圖b

15、中V1為PNP管, V2為NPN管, 二者等效一只PNP管。 可見(jiàn)，復(fù)合管的類(lèi)型取決于第一個(gè)晶體管的類(lèi)型。在構(gòu)成復(fù)合管時(shí)應(yīng)保證兩管的基極電流能流通，而且第一管的集電結(jié)不能和第二管的發(fā)射結(jié)接在一起, 以免集電結(jié)電壓受發(fā)射結(jié)電壓的鉗制。 2 準(zhǔn)互補(bǔ)推挽電路 圖5 - 11所示是一準(zhǔn)互補(bǔ)OTL電路。圖中V1、V3等效為NPN管, V2、V4等效為PNP管。V3、V4是同類(lèi)晶體管, 不具互補(bǔ)性；互補(bǔ)作用是靠V1、V2實(shí)現(xiàn)的, 這畢竟和完全互補(bǔ)不同, 故稱(chēng)為準(zhǔn)互補(bǔ)。 圖5 10 復(fù)合管的兩種形式圖 圖5 11 準(zhǔn)互補(bǔ)OTL電路a 等效NPN管; b等效PNP管 5.4.3 橋式平衡功率放大器 對(duì)于便攜式

16、的設(shè)備如收音機(jī)、錄音機(jī)等, 其功率放大器通常采用單電源供電的OTL電路。為了獲得足夠大的輸出功率, 應(yīng)提高電源電壓, 這需要攜帶較多的電池, 增加了重量。 因此，對(duì)這類(lèi)設(shè)備，輸出功率與電源電壓成為突出矛盾。為此, 人們研究出了低電壓下能輸出大功率的電路平衡式無(wú)變壓器電路, 又稱(chēng)BTLBalanced Transformer Less電路或橋式平衡電路。 前面分析過(guò)的OCL或OTL中, 推挽輸出的兩只大功率管有一個(gè)共同點(diǎn), 即V1在“推時(shí), V2在“休息; V2在“挽時(shí), V1在“休息。 也就是說(shuō)“推和“挽不是同時(shí)進(jìn)行的, 它們只是在不同的半周里互相“補(bǔ)齊信號(hào)?？梢栽O(shè)想, 假設(shè)V1在揚(yáng)聲器一端“

17、推時(shí), V4在揚(yáng)聲器的另一端“挽; 在V2“挽時(shí), V3“推, 那么輸出情況將大大改觀(guān), 這就是BTL電路設(shè)計(jì)的出發(fā)點(diǎn)。 圖5 - 12所示為橋式平衡功率放大器的原理電路。它由4只管子組成。靜態(tài)時(shí), RL上無(wú)電流流過(guò)。當(dāng)輸入信號(hào)Ui為正半周時(shí), V1、V4導(dǎo)通。假設(shè)忽略它們的飽和壓降, 那么負(fù)載RL上的輸出電壓幅度為EC; 當(dāng)Ui為負(fù)半周時(shí), V2、V3導(dǎo)通, RL上的輸出電壓幅度也為EC。這樣，RL上得到的是完整的輸出信號(hào)波形。 圖 5 12 BTL原理電路 在負(fù)載一定的條件下, BTL電路的輸出功率可達(dá)OTL電路的 4 倍。BTL電路雖為單電源供電, 卻不需要輸出耦合電容, 輸出端與負(fù)載可

18、直接耦合, 它具有OTL或OCL電路的所有優(yōu)點(diǎn)。 但要注意：BTL電路的負(fù)載是不能接地的。 上述BTL功率放大器可以用兩組分立元件制作的OCL放大器組成。但這種結(jié)構(gòu)所需的元件較多, 特別是需要4只大功率晶體管, 因此一般很少用分立元件來(lái)制作。集成功率放大器, 只需簡(jiǎn)單的連線(xiàn)，就可方便地組成BTL放大器。對(duì)于本身包含兩個(gè)功率放大器的集成塊來(lái)說(shuō), 用一塊就可直接連成BTL電路, 裝配和調(diào)試都非常簡(jiǎn)單。 5.4.4 場(chǎng)效應(yīng)管功率放大器 1. VMOS功率場(chǎng)效應(yīng)管 VMOS功率場(chǎng)效應(yīng)管簡(jiǎn)稱(chēng)VMOS管是一種短溝道, 垂直導(dǎo)電型MOS功率器件。它不同于第3章中介紹的平面水平溝道結(jié)構(gòu)的MOS管。由于這種場(chǎng)效

19、應(yīng)管在內(nèi)部結(jié)構(gòu)上采用縱向溝道結(jié)構(gòu)并設(shè)置有高電阻率的漏極漂移區(qū), 其耐壓能力、 電流處理能力和工作頻率均得到大大提高, 順應(yīng)了大功率器件的要求, 因而開(kāi)展迅速, 應(yīng)用領(lǐng)域正迅速擴(kuò)大。目前VMOS管耐壓水平已提高至1 000 V, 電流處理能力達(dá)200 A, 工作頻率可達(dá)數(shù)百兆赫。VMOS功率場(chǎng)效應(yīng)管根據(jù)內(nèi)部溝道形狀的不同還可細(xì)分為VVMOS管、VUMOS管及VDMOS管。 圖5 - 13為VVMOS管的結(jié)構(gòu)示意圖。在N+型硅襯底上生長(zhǎng)一層N-外延層, N+、N-型區(qū)共同構(gòu)成漏區(qū), 在其上引出漏極D極。在N-外延層上摻雜擴(kuò)散形成P層及N+層, 以此為源極區(qū)并在其上引出金屬電極作為源極S極。最后利用

20、光刻技術(shù)刻蝕出縱向或垂直方向的V型槽, 在整個(gè)外表氧化生成SiO2層, 并在V型槽外表蒸發(fā)一層金屬層形成柵極G極。 當(dāng)柵源間加上正向電壓且電壓值較高時(shí), 柵極下面的P層沿V型槽外側(cè)生成反型層由電子構(gòu)成, 該反型層將原本被P層隔開(kāi)的源區(qū)和漏區(qū)連通, 形成一個(gè)垂直或縱向的導(dǎo)電溝道。 形成導(dǎo)電溝道后, 一旦漏源間加上正壓, 電子便經(jīng)源極、導(dǎo)電溝道流到漏極, 由于這種管子的溝道為V型且垂直導(dǎo)電, 故稱(chēng)為VMOS管。 圖 5 13 VVMOS管的結(jié)構(gòu)示意圖 由于VMOS管獨(dú)特的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì), 它不僅有普通MOS管的所有優(yōu)點(diǎn), 還兼有雙極型晶體管的一些長(zhǎng)處: 1垂直導(dǎo)電, 充分利用了硅片面積, 可提高輸出電流

21、; 2由于N-外延層電場(chǎng)強(qiáng)度低電阻率高, 具有較高的擊穿電壓, 使整個(gè)器件的耐壓得以提高; 3由于N-外延層的存在, 使漏區(qū)PN結(jié)結(jié)寬加大, 極間電容減小, 器件的工作頻率及開(kāi)關(guān)速度大大提高; 4 短溝道的設(shè)計(jì)使器件具有良好的線(xiàn)性; 5由襯底和N-外延層共同構(gòu)成的漏極使散熱面積明顯增大, 有利于器件大功率工作。 VMOS管的上述性能不僅使MOS管跨入了功率器件的行列, 而且在計(jì)算機(jī)接口、通信、微波、雷達(dá)等方面獲得了廣泛應(yīng)用。 2. VMOS管功率放大電路 由VMOS管構(gòu)成的低頻功率放大器, 電路簡(jiǎn)單, 非線(xiàn)性失真小且具有自保護(hù)功能。 圖5- 14所示即為VMOS管構(gòu)成的兩級(jí)低頻功率放大器。 結(jié)

22、型管V1組成自偏壓共源放大器, 作為鼓勵(lì)級(jí)為功放提供大信號(hào)輸入。VMOS管V2構(gòu)成單管共源功放, ED、 R5和R6構(gòu)成電阻偏置電路， 用于提供靜態(tài)柵源偏壓圖 5 14 VMOS管功率放大器 輸出為變壓器耦合, 以便為功放電路提供最正確的匹配阻抗。 輸出信號(hào)通過(guò)R7、R3反響至輸入端, 構(gòu)成電壓串聯(lián)負(fù)反響, 以穩(wěn)定輸出電壓，提高輸入電阻, 改善放大器性能。 VMOS管也可以構(gòu)成推挽功率放大電路, 但由于缺乏配對(duì)的大功率PMOS管, 因而應(yīng)給構(gòu)成推挽功率放大器的兩個(gè)VMOS管的柵極加大小相等、 極性相反的信號(hào)。 5.4.5 具有輸出自舉作用的功放電路 圖5 - 15為一具有輸出自舉作用的OCL電

23、路。V1為鼓勵(lì)級(jí)， 、和V4、V5組成互補(bǔ)準(zhǔn)推挽功率放大器。VD1、 VD2和RW為輸出級(jí)偏置電路，靜態(tài)時(shí)為功放管提供微弱的正偏電壓，以消除交越失真。 調(diào)整RW可改變靜態(tài)電流。VD1、VD2具有補(bǔ)償U(kuò)BE隨溫度上升而下降的作用。R3是熱敏電阻，用作溫度補(bǔ)償，其阻值隨溫度上升而下降。此外，R3的參加，可有效防止在調(diào)節(jié)RW的觸點(diǎn)而產(chǎn)生瞬時(shí)開(kāi)路時(shí)，使V1的負(fù)載電流全部流過(guò)V2、V4的發(fā)射結(jié)，導(dǎo)致管子燒壞的可能。 圖5 15 具有輸出自舉作用的OCL電路 該電路引入了自舉電容CC，目的是提高輸出電壓幅度，獲得大的輸出功率。為了說(shuō)明自舉電容的作用，暫時(shí)去掉CC。假設(shè)輸入信號(hào)足夠大，當(dāng)V1管輸入信號(hào)到達(dá)正

24、半周峰值時(shí)，V1飽和，輸出電壓擺幅為 U om-=EC-UCES1 (5 - 27) 而當(dāng)V1管輸入信號(hào)到達(dá)負(fù)半周峰值時(shí), 1截止, 輸出電壓擺幅為 U om+=EC-Ibm2(R3+R4) (5 - 28) 由此可見(jiàn)正、負(fù)電壓擺幅是不一樣的, 這限制了輸出級(jí)的動(dòng)態(tài)范圍, 使最大輸出功率減小。解決的方法是參加自舉電容CC。 接入CC后, 當(dāng)輸入信號(hào)為零時(shí), 電路處于靜態(tài), Uo=0V。 電容CC上的電壓UCC=UB=EC-IC1R3。 當(dāng)V1輸入信號(hào)為負(fù)半周時(shí), UC1V1集電極電位升高, uA升高, 那么uo上升使uB上升CC容量很大，為100200 F, CC兩端電壓可以看成不變, 電容C

25、C一端電位上升, 那么另一端電位必然上升, 相當(dāng)于提高了V2、V3的偏流電源電壓, 即B點(diǎn)電壓，從而擴(kuò)展了輸出電壓的動(dòng)態(tài)運(yùn)用范圍。由于CC的存在, B點(diǎn)的電位將隨著輸出端電位的上升而自動(dòng)舉高, 所以稱(chēng)CC為自舉電容。 “自舉作用本質(zhì)上是一種正反響, CC就起著正反響的作用, 其過(guò)程如下: 5.4.6 集成功放電路 目前集成功放電路已大量涌現(xiàn), 其內(nèi)部電路一般均為OTL或OCL電路, 集成功放除了具有分立元件OTL或OCL電路的優(yōu)點(diǎn)外, 還具有體積小、工作穩(wěn)定可靠、使用方便等優(yōu)點(diǎn), 因而獲得了廣泛的應(yīng)用。 低頻集成功放的種類(lèi)很多, 較常用的器件列在表5 - 1中。 電源電壓/V9, 166, 7

26、.5, 96, 9, 166166, 228186, 9918輸出功率/W4.6, 91, 1.5, 2.10.32, 0.7, 1141890.95, 244下面以L(fǎng)M386為例作一簡(jiǎn)單介紹。 LM386是一種低電壓通用型低頻集成功放。該電路功耗低、允許的電源電壓范圍寬、通頻帶寬、外接元件少, 廣泛用于收錄機(jī)、 對(duì)講機(jī)、 電視伴音等系統(tǒng)中。 LM386內(nèi)部電路如圖5 - 16a所示, 共有3級(jí)。V1V6組成有源負(fù)載單端輸出差動(dòng)放大器，用作輸入級(jí), 其中V5、V6構(gòu)成鏡像電流源用作差放的有源負(fù)載以提高單端輸出時(shí)差動(dòng)放大器的放大倍數(shù)。中間級(jí)是由V7構(gòu)成的共射放大器, 也采用恒流源I作負(fù)載以提高增

27、益。輸出級(jí)由V8V10組成準(zhǔn)互補(bǔ)推挽功放, 其中VD1、VD2組成功放的偏置電路以消除交越失真。 圖 5- 16 LM386集成功率放大器 a 內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖; b 管腳排列 LM386的管腳排列如圖5 - 16b所示, 為雙列直插塑料封裝。管腳功能為: 2、 3腳分別為反相、 同相輸入端; 5腳為輸出端; 6腳為正電源端; 4腳接地; 7腳為旁路端, 可外接旁路電容以抑制紋波; 1、 8腳為電壓增益設(shè)定端。 當(dāng)1、8腳開(kāi)路時(shí), 負(fù)反響最深, 電壓放大倍數(shù)最小, 此時(shí)Auf=20。當(dāng)1、8腳間接入10 F電容時(shí), 內(nèi)部1.35 k電阻被旁路, 負(fù)反響最弱, 電壓放大倍數(shù)最大, 此時(shí)Auf=2004

28、6 dB。 當(dāng)1、8腳間接入電阻R和10 F電容串聯(lián)支路時(shí), 調(diào)整R可使電壓放大倍數(shù)Auf在20200間連續(xù)可調(diào), 且R越大, 放大倍數(shù)越小。 LM386的典型應(yīng)用電路如圖5 - 17所示。 圖 5 17 LM386典型應(yīng)用電路圖 參照上面的說(shuō)明, 我們可以知道: 5 腳輸出: R3、C3構(gòu)成串聯(lián)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)， 與呈感性的負(fù)載揚(yáng)聲器相并, 最終使等效負(fù)載近似呈純阻, 以防止高頻自激和過(guò)壓現(xiàn)象。 7 腳旁路: 外接C2去耦電容, 用以提高紋波抑制能力, 消除低頻自激。 1、 8 腳設(shè)定電壓增益: 其間接R2、10 F串聯(lián)支路, R2用以調(diào)整電壓增益。當(dāng)R2=1.24 k時(shí),Auf=50。 將上述電路稍作變動(dòng), 如在1、 5腳間接入R、C串聯(lián)支路, 那么可以構(gòu)成帶低音提升的功率放大電路。 利用LM386還可以組成方波發(fā)生器, 詳細(xì)情況， 請(qǐng)讀者參閱有關(guān)書(shū)籍。 例 6 1 圖5 - 18所示為一擴(kuò)音機(jī)的局部電路 1 分析電路， 說(shuō)明電路由哪幾