-低頻功率放大器

1、5.1 概述5.2 互補推挽功率放大器5.3 功率放大器的保護電路5.4 其它形式的功放電路第 5 章 低頻功率放大器返回主目錄5.1.1 功率放大器的主要指標5.1.2 功率放大器的分類 5.1 概述第5章低頻功率放大器5.1 概述 5.1.1 功率放大器的主要指標 1. 輸出功率Po 功率放大器應(yīng)給出足夠大的輸出功率Po以推動負載工作。為此，功放管一般工作在大信號狀態(tài), 以不超過管子的極限參數(shù)ICM、BVCEO、PCM為限度。這就使功放管平安工作成為功率放大器的重要問題。 2. 效率 功率放大器的效率定義為功率放大器的輸出信號功率Po直流電源供給功率放大器功率PE之比, 用表示，即 = 功

2、率放大器要求高效率地工作，一方面是為了提高輸出功率，另一方面是為了降低管耗。直流電源供給的功率除了一局部變成有用的信號功率以外，剩余局部變成晶體管的管耗PC(PC=PE-Po)。 管耗過大將使功率管發(fā)熱損壞。所以，對于功率放大器，提高效率也是一個重要問題。 3. 非線性失真 功率放大器為了獲得足夠大的輸出功率，需要大信號鼓勵， 從而使信號動態(tài)范圍往往超出晶體管的線性區(qū)域，導(dǎo)致輸出信號失真。因此減小非線性失真，成為功率放大器的又一個重要問題。 概括起來說，要求功率放大器在保證晶體管平安運用的情況下，獲得盡可能大的輸出功率、盡可能高的效率和盡可能小的非線性失真。 5.1.2 功率放大器的分類 功率

3、放大器根據(jù)功放管導(dǎo)通時間的長短或集電極電流流通時間的長短或?qū)ń堑拇笮? 分為以下4種工作狀態(tài): 1甲類工作狀態(tài)。甲類工作狀態(tài)下，在整個周期內(nèi)晶體管的發(fā)射結(jié)都處于正向運用, 集電極電流始終是流通的, 即導(dǎo)通角等于180, 如圖5 - 1a所示。甲類工作狀態(tài)又稱為A類工作狀態(tài)。 2乙類工作狀態(tài)。乙類工作狀態(tài)下，晶體管的發(fā)射結(jié)在輸入信號的半個周期正向運用, 在另外半個周期反向運用, 晶體管半周導(dǎo)電半周截止。 集電極電流只在半周內(nèi)隨信號變化, 而在另外半個周期截止, 即導(dǎo)通角等于90, 如圖5 - 1b所示。 乙類工作狀態(tài)又稱為B類工作狀態(tài)。 3甲乙類工作狀態(tài)。它是介于甲類和乙類之間的工作狀態(tài), 即

4、發(fā)射結(jié)處于正向運用的時間超過半個周期, 但小于一個周期, 即導(dǎo)通角大于90小于180, 如圖5 - 1c所示, 甲乙類工作狀態(tài)又稱為AB類工作狀態(tài)。 4丙類工作狀態(tài)。丙類工作狀態(tài)下，晶體管發(fā)射結(jié)處于正向運用的時間小于半個周期, 集電極電流流通的時間還不到半個周期, 即導(dǎo)通角小于90, 如圖5 - 1d所示。丙類工作狀態(tài)又稱為C類工作狀態(tài)。 圖 5 - 1放大器工作狀態(tài)的類型a 甲類; b 乙類; c 甲乙類; d 丙類 由圖5 - 1可以看出，在相同鼓勵信號作用下，丙類功放集電極電流的流通時間最短，一個周期平均功耗最低，而甲類功放的功耗最高。分析說明，相同輸入信號下如果維持輸出功率不變，4類功

5、放的效率滿足：甲甲乙乙2EC, 這也是選擇功放管的一條依據(jù)。 6. 功放管的最大允許電流 功放管處于導(dǎo)通狀態(tài)時,流過管子的最大電流為Ucem/RLEC/RL, 所以, 功放管的集電極最大允許電流必須大于該值, ICM 5.2.3 乙類推挽功率放大器的非線性失真 1. 推挽電路對偶次諧波的抑制 在推挽放大器中, 假設(shè)兩管的特性完全一致, 那么它們的電流、電壓波形完全對稱，這樣, iC1、iC2可分別寫成 iC1=I0+Icm1 cos(1t+1)+Icm2cos(21t+2)+ +Icmncos(n1t+n)+ (5 - 17a) iC2=I0+Icm1cos(1t+1)+Icm2cos(21t

6、+2+2)+ 而由圖5 - 2a可知iL=iC1-iC2=2Icm1cos(1t+1)+2Icm3cos(31t+3)+ 可見輸出電流或電壓中沒有偶次諧波成分, 即推挽電路可以抑制偶次諧波。 實際上由于兩管特性的差異及電路的不完全對稱, 輸出電流或電壓中總會有些偶次諧波成分, 這就要求盡量精選配對管子, 減小非線性失真。 2. 交越失真與工作點的選擇 iC1、iC2在開始導(dǎo)通的一段時間里增長很慢, 當(dāng)iC1與iC2相互交替時, iC1iC2的波形和正弦波形相差較大, 如圖5 - 5所示。這種乙類推挽放大器所特有的失真稱為交越失真。 圖 5 5 交越失真 為了消除交越失真, 可分別給兩只晶體管的

7、發(fā)射結(jié)加很小的正偏壓, 讓兩只晶體管各有一個很小的電流ICQ流過。這樣, 既可以根本上消除交越失真, 又不會對效率有很大的影響。圖5 - 6示出了加正偏壓后, 對應(yīng)負載電流iC1iC2的波形。 嚴格地講, 此時晶體管已工作在甲乙類狀態(tài), 但由于正偏壓較小, 靜態(tài)電流很小, 所以一般仍稱它為乙類功率放大器, 其分析計算也按乙類功率放大器對待, 以區(qū)別靜態(tài)電流較大的甲乙類功率放大器。 乙類推挽功率放大器加正向偏置的常用形式如圖5 - 7所示。 圖 5 6 交越失真的消除 圖 5 7 消除交越失真的實際電路 對于圖5 - 7a電路, 正向偏壓是利用IC1流過R1產(chǎn)生直流壓降, 為V2、3推挽管提供需

8、要的偏壓 UBE2=UBE3 對于圖5 - 7b電路, 利用二極管由三極管V4、V5連接而得，為V2、V3提供所需的正向偏壓。 UBE2=UBE3=UD2 對于圖5 - 7c電路,V1、 R1、 R2組成的恒壓源電路為V2、V3管提供所需偏壓。由圖可知 忽略IB, 那么IR1R2, 于是不難得到 UBBUBE11+ 調(diào)整R1、R2的比值, 可改變V2, V3 基極間的電壓, 即可得任意倍數(shù)UBE的UBB, 所以通常稱該電路為UBE倍增電路。 以上討論的互補對稱推挽電路, 由于采用正負兩組電源供電, 當(dāng)無輸入信號時, 靜態(tài)輸出電位為零, 負載RL可直接連到功放電路輸出端, 不需要輸出耦合電容,

9、因此這種電路又稱OCOutput Capacitor Less電路。 5.3.1 功放管的管耗與散熱5.3.2 保護電路5.3 功率放大器的保護電路5.3 功率放大器的保護電路 5.3.1 功放管的管耗與散熱 功放管的管耗是通過熱傳導(dǎo)的形式以散熱的方式消耗掉的。 所謂熱傳導(dǎo)，是指熱能從高溫點向低溫點傳送的現(xiàn)象。為衡量媒質(zhì)導(dǎo)熱能力的強弱, 引入熱阻的概念。 一般地, 假設(shè)A、B兩點的溫度分別為TA、T, 其間導(dǎo)熱材料的熱阻為RT, 那么A、B兩點間傳送的熱功率P與TA、TB、RT之間, 有如下關(guān)系: 式中, P為熱功率, 單位為W; RT為熱阻, 單位為C/W。 具體到功放電路中, 當(dāng)功放管在環(huán)

10、境溫度Ta下工作時, 由于集電極消耗的功率即管耗PC轉(zhuǎn)換為熱能, 使結(jié)溫升高為TjTjTa。顯然， PC=P= TjTjmax 可見, 當(dāng)Ta、RT一定時, 功放管的最高結(jié)溫Tjmax對應(yīng)著集電極最大允許功耗PCM， 式中，Tjmax取決于管子的半導(dǎo)體材料。鍺管的Tjmax約為75100 ； 硅管約為(175200)。 由式5 - 24可知, 環(huán)境溫度越高, 其允許最大的集電極功耗越小。手冊上給出的PCM是在環(huán)境溫度為25 條件下得到的。 在設(shè)計功放電路時, 為了平安工作起見, 常取最高環(huán)境溫度下的集電極最大允許功耗PCMTamax的90作為功耗的極限值, 即應(yīng)使集電極功耗PC滿足 PC0.9

11、PCM(Tamax) (5 - 25) 對于大功率晶體管一般需要加散熱板以改善散熱條件, 減小熱阻, 從而提高PCM。 5.3.2 保護電路 從前面的討論中可以看出, 管耗PC過大將導(dǎo)致功放管損壞, 限制管耗即可有效地保護功放管。限制管耗的常用方法是限制流過成效管集電極的電流即輸出電流Io?；谶@一思路, 功放保護電路的常見形式如圖5 - 8所示。 圖5 - 8a所示電路中采用二極管輸出限流保護電路。 VD3、VD4是附加的限流二極管。正常情況下, VD3、VD4不起作用。 圖 5 8 輸出級保護電路 a 二極管保護； b 三極管保護 如果正向電流過大, 那么RE2上的壓降增大, 使VD3正向

12、偏置，由截止變?yōu)閷?dǎo)通, 從而分去V2的一局部基極電流, 使輸出電流減小。 最大輸出電流約為 Iomax 如果設(shè) UD30.6 V, RE2=10, 那么Iomax60 mA。由于UD30.6 V，具有負的溫度系數(shù), 因此當(dāng)環(huán)境溫度升高時, 二極管的正向電壓降低, 從而使輸出電流的最大值也相應(yīng)減小, 這也有利于控制功放管的結(jié)溫不致于升高。如果負向電流過大, 那么VD4導(dǎo)通, 其保護原理不再贅述。 5.4.1 單電源供電的互補推挽電路5.4.2 準互補推挽功率放大器5.4.3 橋式平衡功率放大器5.4.4 場效應(yīng)管功率放大器5.4.5 具有輸出自舉作用的功放電路5.4.6 集成功放電路5.4 其它

13、形式的功放電路5.4 其他形式的功放電路 5.4.1 單電源供電的互補推挽電路 雙電源互補推挽電路有時使用不便, 因此提出單電源供電的互補推挽電路, 如圖5 - 9所示。 V1組成鼓勵級, 工作在甲類放大狀態(tài)。V2、V3組成互補推挽功放級, 輸出端通過大電容C2與負載RL相接。由V1的靜態(tài)電流在電阻R4兩端產(chǎn)生的電壓U BB為2、 V3提供正向偏置電壓, 以消除交越失真。 圖 5 9 OTL電路 C3用來旁路R4, 使加到V2、V3基極的鼓勵信號電壓相等。 調(diào)整鼓勵級V1的靜態(tài)工作點改變電阻R1, 使B點電位UB約等于EC/2+0.7V, 那么UE=EC/2。 由于C2容量很大大于200 F,

14、 其充放電時間常數(shù)遠大于信號的半個周期, 所以在兩管輪流導(dǎo)通時, 電容器兩端電壓根本不變, 恒等于EC/2。因此V2和V3兩管的等效電源電壓為EC/2, 這與圖5 - 2a正負兩組電源供電情況是相同的。圖5 - 9所示的推挽電路的輸出功率、效率、功耗等的計算方法與圖5 - 2a電路的也完全相同, 只需用EC/2取代公式中的EC即可, 這里不再重復(fù)。 圖5 - 9所示電路又稱為OTLOutput Trantsformer Less電路。 5.4.2 準互補推挽功率放大器 1. 復(fù)合管的構(gòu)成 圖5 - 10為復(fù)合管的兩種形式。圖a為兩只NPN管等效一只NPN管, 這種復(fù)合接法稱為達林頓接法; 圖b

15、中V1為PNP管, V2為NPN管, 二者等效一只PNP管。 可見，復(fù)合管的類型取決于第一個晶體管的類型。在構(gòu)成復(fù)合管時應(yīng)保證兩管的基極電流能流通，而且第一管的集電結(jié)不能和第二管的發(fā)射結(jié)接在一起, 以免集電結(jié)電壓受發(fā)射結(jié)電壓的鉗制。 2 準互補推挽電路 圖5 - 11所示是一準互補OTL電路。圖中V1、V3等效為NPN管, V2、V4等效為PNP管。V3、V4是同類晶體管, 不具互補性；互補作用是靠V1、V2實現(xiàn)的, 這畢竟和完全互補不同, 故稱為準互補。 圖5 10 復(fù)合管的兩種形式圖 圖5 11 準互補OTL電路a 等效NPN管; b等效PNP管 5.4.3 橋式平衡功率放大器 對于便攜式

16、的設(shè)備如收音機、錄音機等, 其功率放大器通常采用單電源供電的OTL電路。為了獲得足夠大的輸出功率, 應(yīng)提高電源電壓, 這需要攜帶較多的電池, 增加了重量。 因此，對這類設(shè)備，輸出功率與電源電壓成為突出矛盾。為此, 人們研究出了低電壓下能輸出大功率的電路平衡式無變壓器電路, 又稱BTLBalanced Transformer Less電路或橋式平衡電路。 前面分析過的OCL或OTL中, 推挽輸出的兩只大功率管有一個共同點, 即V1在“推時, V2在“休息; V2在“挽時, V1在“休息。 也就是說“推和“挽不是同時進行的, 它們只是在不同的半周里互相“補齊信號?？梢栽O(shè)想, 假設(shè)V1在揚聲器一端“

17、推時, V4在揚聲器的另一端“挽; 在V2“挽時, V3“推, 那么輸出情況將大大改觀, 這就是BTL電路設(shè)計的出發(fā)點。 圖5 - 12所示為橋式平衡功率放大器的原理電路。它由4只管子組成。靜態(tài)時, RL上無電流流過。當(dāng)輸入信號Ui為正半周時, V1、V4導(dǎo)通。假設(shè)忽略它們的飽和壓降, 那么負載RL上的輸出電壓幅度為EC; 當(dāng)Ui為負半周時, V2、V3導(dǎo)通, RL上的輸出電壓幅度也為EC。這樣，RL上得到的是完整的輸出信號波形。 圖 5 12 BTL原理電路 在負載一定的條件下, BTL電路的輸出功率可達OTL電路的 4 倍。BTL電路雖為單電源供電, 卻不需要輸出耦合電容, 輸出端與負載可

18、直接耦合, 它具有OTL或OCL電路的所有優(yōu)點。 但要注意：BTL電路的負載是不能接地的。 上述BTL功率放大器可以用兩組分立元件制作的OCL放大器組成。但這種結(jié)構(gòu)所需的元件較多, 特別是需要4只大功率晶體管, 因此一般很少用分立元件來制作。集成功率放大器, 只需簡單的連線，就可方便地組成BTL放大器。對于本身包含兩個功率放大器的集成塊來說, 用一塊就可直接連成BTL電路, 裝配和調(diào)試都非常簡單。 5.4.4 場效應(yīng)管功率放大器 1. VMOS功率場效應(yīng)管 VMOS功率場效應(yīng)管簡稱VMOS管是一種短溝道, 垂直導(dǎo)電型MOS功率器件。它不同于第3章中介紹的平面水平溝道結(jié)構(gòu)的MOS管。由于這種場效

19、應(yīng)管在內(nèi)部結(jié)構(gòu)上采用縱向溝道結(jié)構(gòu)并設(shè)置有高電阻率的漏極漂移區(qū), 其耐壓能力、 電流處理能力和工作頻率均得到大大提高, 順應(yīng)了大功率器件的要求, 因而開展迅速, 應(yīng)用領(lǐng)域正迅速擴大。目前VMOS管耐壓水平已提高至1 000 V, 電流處理能力達200 A, 工作頻率可達數(shù)百兆赫。VMOS功率場效應(yīng)管根據(jù)內(nèi)部溝道形狀的不同還可細分為VVMOS管、VUMOS管及VDMOS管。 圖5 - 13為VVMOS管的結(jié)構(gòu)示意圖。在N+型硅襯底上生長一層N-外延層, N+、N-型區(qū)共同構(gòu)成漏區(qū), 在其上引出漏極D極。在N-外延層上摻雜擴散形成P層及N+層, 以此為源極區(qū)并在其上引出金屬電極作為源極S極。最后利用

20、光刻技術(shù)刻蝕出縱向或垂直方向的V型槽, 在整個外表氧化生成SiO2層, 并在V型槽外表蒸發(fā)一層金屬層形成柵極G極。 當(dāng)柵源間加上正向電壓且電壓值較高時, 柵極下面的P層沿V型槽外側(cè)生成反型層由電子構(gòu)成, 該反型層將原本被P層隔開的源區(qū)和漏區(qū)連通, 形成一個垂直或縱向的導(dǎo)電溝道。 形成導(dǎo)電溝道后, 一旦漏源間加上正壓, 電子便經(jīng)源極、導(dǎo)電溝道流到漏極, 由于這種管子的溝道為V型且垂直導(dǎo)電, 故稱為VMOS管。 圖 5 13 VVMOS管的結(jié)構(gòu)示意圖 由于VMOS管獨特的結(jié)構(gòu)設(shè)計, 它不僅有普通MOS管的所有優(yōu)點, 還兼有雙極型晶體管的一些長處: 1垂直導(dǎo)電, 充分利用了硅片面積, 可提高輸出電流

21、; 2由于N-外延層電場強度低電阻率高, 具有較高的擊穿電壓, 使整個器件的耐壓得以提高; 3由于N-外延層的存在, 使漏區(qū)PN結(jié)結(jié)寬加大, 極間電容減小, 器件的工作頻率及開關(guān)速度大大提高; 4 短溝道的設(shè)計使器件具有良好的線性; 5由襯底和N-外延層共同構(gòu)成的漏極使散熱面積明顯增大, 有利于器件大功率工作。 VMOS管的上述性能不僅使MOS管跨入了功率器件的行列, 而且在計算機接口、通信、微波、雷達等方面獲得了廣泛應(yīng)用。 2. VMOS管功率放大電路 由VMOS管構(gòu)成的低頻功率放大器, 電路簡單, 非線性失真小且具有自保護功能。 圖5- 14所示即為VMOS管構(gòu)成的兩級低頻功率放大器。 結(jié)

22、型管V1組成自偏壓共源放大器, 作為鼓勵級為功放提供大信號輸入。VMOS管V2構(gòu)成單管共源功放, ED、 R5和R6構(gòu)成電阻偏置電路， 用于提供靜態(tài)柵源偏壓圖 5 14 VMOS管功率放大器 輸出為變壓器耦合, 以便為功放電路提供最正確的匹配阻抗。 輸出信號通過R7、R3反響至輸入端, 構(gòu)成電壓串聯(lián)負反響, 以穩(wěn)定輸出電壓，提高輸入電阻, 改善放大器性能。 VMOS管也可以構(gòu)成推挽功率放大電路, 但由于缺乏配對的大功率PMOS管, 因而應(yīng)給構(gòu)成推挽功率放大器的兩個VMOS管的柵極加大小相等、 極性相反的信號。 5.4.5 具有輸出自舉作用的功放電路 圖5 - 15為一具有輸出自舉作用的OCL電

23、路。V1為鼓勵級， 、和V4、V5組成互補準推挽功率放大器。VD1、 VD2和RW為輸出級偏置電路，靜態(tài)時為功放管提供微弱的正偏電壓，以消除交越失真。 調(diào)整RW可改變靜態(tài)電流。VD1、VD2具有補償UBE隨溫度上升而下降的作用。R3是熱敏電阻，用作溫度補償，其阻值隨溫度上升而下降。此外，R3的參加，可有效防止在調(diào)節(jié)RW的觸點而產(chǎn)生瞬時開路時，使V1的負載電流全部流過V2、V4的發(fā)射結(jié)，導(dǎo)致管子燒壞的可能。 圖5 15 具有輸出自舉作用的OCL電路 該電路引入了自舉電容CC，目的是提高輸出電壓幅度，獲得大的輸出功率。為了說明自舉電容的作用，暫時去掉CC。假設(shè)輸入信號足夠大，當(dāng)V1管輸入信號到達正

24、半周峰值時，V1飽和，輸出電壓擺幅為 U om-=EC-UCES1 (5 - 27) 而當(dāng)V1管輸入信號到達負半周峰值時, 1截止, 輸出電壓擺幅為 U om+=EC-Ibm2(R3+R4) (5 - 28) 由此可見正、負電壓擺幅是不一樣的, 這限制了輸出級的動態(tài)范圍, 使最大輸出功率減小。解決的方法是參加自舉電容CC。 接入CC后, 當(dāng)輸入信號為零時, 電路處于靜態(tài), Uo=0V。 電容CC上的電壓UCC=UB=EC-IC1R3。 當(dāng)V1輸入信號為負半周時, UC1V1集電極電位升高, uA升高, 那么uo上升使uB上升CC容量很大，為100200 F, CC兩端電壓可以看成不變, 電容C

25、C一端電位上升, 那么另一端電位必然上升, 相當(dāng)于提高了V2、V3的偏流電源電壓, 即B點電壓，從而擴展了輸出電壓的動態(tài)運用范圍。由于CC的存在, B點的電位將隨著輸出端電位的上升而自動舉高, 所以稱CC為自舉電容。 “自舉作用本質(zhì)上是一種正反響, CC就起著正反響的作用, 其過程如下: 5.4.6 集成功放電路 目前集成功放電路已大量涌現(xiàn), 其內(nèi)部電路一般均為OTL或OCL電路, 集成功放除了具有分立元件OTL或OCL電路的優(yōu)點外, 還具有體積小、工作穩(wěn)定可靠、使用方便等優(yōu)點, 因而獲得了廣泛的應(yīng)用。 低頻集成功放的種類很多, 較常用的器件列在表5 - 1中。 電源電壓/V9, 166, 7

26、.5, 96, 9, 166166, 228186, 9918輸出功率/W4.6, 91, 1.5, 2.10.32, 0.7, 1141890.95, 244下面以LM386為例作一簡單介紹。 LM386是一種低電壓通用型低頻集成功放。該電路功耗低、允許的電源電壓范圍寬、通頻帶寬、外接元件少, 廣泛用于收錄機、 對講機、 電視伴音等系統(tǒng)中。 LM386內(nèi)部電路如圖5 - 16a所示, 共有3級。V1V6組成有源負載單端輸出差動放大器，用作輸入級, 其中V5、V6構(gòu)成鏡像電流源用作差放的有源負載以提高單端輸出時差動放大器的放大倍數(shù)。中間級是由V7構(gòu)成的共射放大器, 也采用恒流源I作負載以提高增

27、益。輸出級由V8V10組成準互補推挽功放, 其中VD1、VD2組成功放的偏置電路以消除交越失真。 圖 5- 16 LM386集成功率放大器 a 內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖; b 管腳排列 LM386的管腳排列如圖5 - 16b所示, 為雙列直插塑料封裝。管腳功能為: 2、 3腳分別為反相、 同相輸入端; 5腳為輸出端; 6腳為正電源端; 4腳接地; 7腳為旁路端, 可外接旁路電容以抑制紋波; 1、 8腳為電壓增益設(shè)定端。 當(dāng)1、8腳開路時, 負反響最深, 電壓放大倍數(shù)最小, 此時Auf=20。當(dāng)1、8腳間接入10 F電容時, 內(nèi)部1.35 k電阻被旁路, 負反響最弱, 電壓放大倍數(shù)最大, 此時Auf=2004

28、6 dB。 當(dāng)1、8腳間接入電阻R和10 F電容串聯(lián)支路時, 調(diào)整R可使電壓放大倍數(shù)Auf在20200間連續(xù)可調(diào), 且R越大, 放大倍數(shù)越小。 LM386的典型應(yīng)用電路如圖5 - 17所示。 圖 5 17 LM386典型應(yīng)用電路圖 參照上面的說明, 我們可以知道: 5 腳輸出: R3、C3構(gòu)成串聯(lián)補償網(wǎng)絡(luò)， 與呈感性的負載揚聲器相并, 最終使等效負載近似呈純阻, 以防止高頻自激和過壓現(xiàn)象。 7 腳旁路: 外接C2去耦電容, 用以提高紋波抑制能力, 消除低頻自激。 1、 8 腳設(shè)定電壓增益: 其間接R2、10 F串聯(lián)支路, R2用以調(diào)整電壓增益。當(dāng)R2=1.24 k時,Auf=50。 將上述電路稍作變動, 如在1、 5腳間接入R、C串聯(lián)支路, 那么可以構(gòu)成帶低音提升的功率放大電路。 利用LM386還可以組成方波發(fā)生器, 詳細情況， 請讀者參閱有關(guān)書籍。 例 6 1 圖5 - 18所示為一擴音機的局部電路 1 分析電路， 說明電路由哪幾