開關(guān)電源設(shè)計(jì)原理簡介

1、 開 關(guān) 電 源 設(shè) 計(jì) 原 理 簡 介3-Jan-2006袁信江 目 錄一.Fly-back二.Forward三.SPS 常用元件四.輸入回路五.整流濾波回路六.PFC七.Transformer八.主Q九.吸收回路十.主Q驅(qū)動(dòng)電路十一.保護(hù) 目 錄十二.輸出整流濾波十三.同步整流十四.反饋控制十五.Power 設(shè)計(jì)軟件介紹某公司設(shè)計(jì)流程Fly-back 工 作 原 理Step1:Ton 工作情形介紹Fly-back 工 作 原 理Step2:Toff 工作情形介紹Forward 工 作 原 理Step1:Ton 工作情形介紹Forward 工 作 原 理Step2:Toff 工作情形介紹Fo

2、rward 工 作 原 理Forward 工 作 原 理常 用 元 件 介 紹電解電容：值；V=R(ESR）*I 使用50/100KHz 測試,通常 使用Cp模式。2.靜態(tài)電容值; 使用120Hz 測試,其它電容使用 1KHz,30pF以下 使用10KHz.。3.LC 值，測試其漏電流越低越好。單位為uA.4.DF(dissipation factor-散逸因數(shù),損失角tan ) 越小越好 使用1KHz 測試 ，容量越小，測試頻率要求越高，單位為%.，使用DC測試 60S 單位為Gohm。 容量誤差：F+/-1;G+/-2;J+/-5;K+/-10;M+/-20;Z+80- 20%.常 用 元

3、 件 介 紹SMD電阻：1.RCWV(Rated Continous working voltage)=rated power*nominal resistance or Max resistance。2.靜態(tài)電阻值; 其誤差表示B：+/-0.1;D：+/-0.5;其它同 上述電容誤差。3.Terminal Strength(0.5KG/10S,彎折度：1M時(shí)，5A/mm2,當(dāng)長度1M時(shí)，610A/mm2.為了克服電流及趨膚效應(yīng)的影響，通常采用多線並繞方式AW，Windows 區(qū)域體集，Ac,有效面積KF，飽和因素，單組輸出時(shí)，多組輸出時(shí)，。為什么計(jì)算AW，是想確認(rèn)你的線包是否可以裝到這個(gè)Co

4、re里去。計(jì) 算 參 數(shù) 介 紹整流二極管電壓及電流選定，KL在單組輸出時(shí)為1。計(jì) 算 參 數(shù) 介 紹通常的De-rating 要求。計(jì) 算 參 數(shù) 介 紹輸出電容的Ripple current 計(jì)算，Icap電容Ripple current Spec,濾出頻率一般設(shè)定在1/101/5 開關(guān)頻率處。計(jì) 算 參 數(shù) 介 紹計(jì) 算 參 數(shù) 介 紹Psn 為 Snubber circuit 消散功率，依此選定Rsn 電阻功率容量。 Vsn需大於Vro，Vsn1 為產(chǎn)品在最小電壓，F(xiàn)ull load 情況下，Csn上產(chǎn)生的最高電壓變化值。計(jì) 算 參 數(shù) 介 紹Vsn2 為產(chǎn)品在最大輸入電壓，F(xiàn)ull

5、load 情況下，Csn上產(chǎn)生的電壓，可選定為Csn 耐壓值。Ids2 為產(chǎn)品在最大輸入電壓，F(xiàn)ull load 情況下，所產(chǎn)生的電流。計(jì) 算 參 數(shù) 介 紹計(jì) 算 參 數(shù) 介 紹待 續(xù).計(jì) 算 參 數(shù) 介 紹 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法以上三種雜訊，主要以第二類為主,所以在前級(jí)的低通濾波器是主要為截止開關(guān)頻率所產(chǎn)生的雜訊。 如圖,圖中Cy1，Cy2與L1就是防止內(nèi)部雜訊串出電源,其截止頻率應(yīng)低於電源中任意一個(gè)開關(guān)器的頻率,L1為扼流圈,因其串接在L線和N線上,所以其上會(huì)流經(jīng)比較大的電流,一般多選取幾mH到十mH之間且材質(zhì)要選取導(dǎo)磁率高,頻率特性好的鐵氧體材料在線圈上有兩組匝數(shù)相同的線圈且名端

6、方向相同,這樣往復(fù)的電流在磁體內(nèi)部產(chǎn)生的磁場會(huì)相互抵消,因此磁蕊不會(huì)飽和.也就是說對(duì)於流入電源的負(fù)載來說以失去了電感的作用。共態(tài)慮波器中的共態(tài)扼流圈的作用就是抑制導(dǎo)線與大地之間的雜訊.在PA-1151-3電源中主要有兩個(gè)MOS工作在開關(guān)狀態(tài),假設(shè)PFC MOS管工作頻率在50KHz,主MOS工作頻率在70KHz, 如前所述,前端濾波主要是為了截止與電源開關(guān)管的頻率相同的雜訊向外發(fā)散，所以前端濾波器的截止頻率應(yīng)控制在40K-45K之間. 低通濾波器等效原理圖如， U0/Ui=1/jC/(1/jC+jL) 所以有：U0/Ui=1/(1-2LC) 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方

7、法選取為40KHz，L=15mH 代入上式 C=2547PF 選取共模電容2200PF.這樣就可以使頻率在前40KHz以上的雜訊在電源輸入端基本濾除.但是顯而易見在F0的雜訊通過此低通濾波器不但沒有減少反而得到了增加,如果不採取措施就會(huì)使電源輸入端的雜訊加大(且多寄居在F0附近).同樣為了濾除這個(gè)干擾在輸入級(jí)同樣放置有濾除差模干擾的濾波器.因?yàn)樵诖祟l率下的雜訊幅值並不是很大,所以低通濾波器的L感值多在數(shù)百個(gè)uH左右,有的是專門沒有差模電感但多數(shù)是利用共模電感的漏感來充當(dāng)差模電感。因?yàn)镃=(2+1)/(42f2L)，其中L為共模電感的漏感大小，大致為150uH將L=150uH f=30KHz代入

8、上式 得C=0.4534uF 取差模電容因?yàn)榇朔N濾波器主要是為了抑制服30K左右的頻率分量即差模雜訊.所以要將它組成一種型濾波,以徹底清除差模干擾.同樣可知在此濾波器同樣也存在一個(gè)極植點(diǎn)上.在此附近頻率的雜訊將有所加強(qiáng)此極值頻率為F0=1/(1/2150uH*0.47uF)=19KHZ 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法 因?yàn)樵陂_關(guān)電源中主要噪音源為開關(guān)管頻率 ,所以19KHZ的雜訊分量以非常微弱,所以只需在電源的最前級(jí)放置一個(gè)差模電感即可,不需再用濾波器.從以上濾波器的幅頻特性可知對(duì)於電源埠來說,越是頻率高的雜訊就應(yīng)該先得到更好的抑制但實(shí)際中並不這樣,這是因?yàn)楫?dāng)雜訊頻率越高時(shí),EMI電感的線與線之間

9、的高頻電容就越顯的突出.如 也就是說高頻雜訊可以毫無阻擋的通過EMI濾波器.所以對(duì)於高頻雜訊應(yīng)當(dāng)從以下幾點(diǎn)佈置PCB板上的各個(gè)零件,使之無相互干擾.X電容與Y電容儘量靠近EMI電感處放置,各零件接地良好. 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法二PFC 部分及二次側(cè)有關(guān)參數(shù)計(jì)算 最低輸入電壓的確定 如圖：有 D=Ton/(Ton+Toff) 則：Ton=D/FPFC, Toff=(1-D)/ FPFC 上升斜率=/ Ton 下降斜率=/ Toff又根據(jù)電感的特性方程： U=Ldi/dt 得 當(dāng)PFCMOS管導(dǎo)通時(shí) 2Uimin=L/ Ton 當(dāng)PFCMOS管截止時(shí) U0高壓2Uimin=L/ Toff /

10、可得：2Uimin(U0高壓2Uimin)=Toff/Ton=(1-D)/D 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法由上式可得 Uimin=U0高壓(1-DpfcMAX)/2 由此式可知，電源輸入電壓的最小值是由PFC MOS占空比和PFC電路最終輸出的 高壓直流電壓的數(shù)值而決定的，在PA-1151-3電路中，U0高壓390V,PFC晶片 L6561最大占空比70%.將U0高壓、Dmax代入上式可得： Uimin因此選取輸入電壓的下限為Uimin=85V. PFC 二極體的確定由能量守恆可知，在輸入電壓最小時(shí)，輸入電流最大。設(shè)最大的輸入電流有效值為Iinmax(rms)則有：Iinmax(rms)U0I0

11、/1Uimin它和流經(jīng)PFC電路得電流關(guān)係為Iinmax(rms)U0I0/1Uimin對(duì)於此機(jī)種，將U0=12V,I0=13A(fan=0.5A),1=0.73, Uimin=85V,代入上述方程得： I=7.1109A 實(shí)際測量如圖 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法PFC 電感感值的確定 因?yàn)樵赑FC MOS管截止時(shí),PFC電感上的電流不會(huì)突變,所以下降得電流會(huì)流過D102,所以對(duì)於D102,它所流經(jīng)的最大電流應(yīng)為I=UoIo/1Uimin又2Uinmin=LPFC/t=(2LPFCUoIofPFC2)/(1DpfcMAXUinmin)可得：LPFC=(Dpfcmax

12、1Uimin2)/( 2U0I0FPFC)將Uimin=U0高壓(1-DpfcMAX)/2代入上式 LPFC=(U0高壓2(1-DMAX)2DMAX1)/(4U0I0FPFC)從L的關(guān)係式可知L的大小由輸出最大電流Io, PFC MOS管的最低工作頻率fPFC、最大占空比Dpfcmax,最小輸入電壓Uimin,電源效率1,共同決定的。將DpfcMAX=0.7, 1=0.73, U0=12V, I0=12.5A(fan=0.5A), FPFC=35KHz代入上式得 LPFC=320uH, （實(shí)際測得LPFC=315uH） 電源輸出極限電流的確定 由上述的PFC感知的確定公式可以導(dǎo)出I0 I0=(

13、U0高壓2(1-DMAX)2DMAX1)/(4U0 LPFC FPFC) 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法從上述公式可知若要電源輸出極限電流，則PFC電路的工作頻率最低，且占空比最大。 將DMAX=0.7, 1=0.73, LPFC=320uH, FPFC=27KHz代入得I0MAX=16.867A (實(shí)際測得輸出極限電流為17.1A) 同時(shí)從上述得輸出電流公式也讓我們看到了在電源輸出任意電流值的情況下，占空比和PFC電路工作頻率之間的關(guān)係。 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法 變壓其主線圈感值的確定因?yàn)樽儔浩淝岸溯斎腚妷汗潭?所以不論任何輸入電壓,主MOS的開關(guān)頻率幾乎固定不變,設(shè)變壓器的變比為N,開關(guān)頻

14、率為f主,(經(jīng)試驗(yàn)測得N=11 f主=70KHz)MOS管上的電壓和流經(jīng)變壓器的電流如下圖所示, 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法 由功率守衡可知; U0高壓*Irms=W功/2=U0 I0/2 可得; Irms=U0I0/ U0高壓2下面列方程,主要依據(jù)： 一週期中變壓器上升的電流有效值應(yīng)等於Irms 上升斜率應(yīng)符合電感特性方程 U=Ldi/dt 初次級(jí)電流的變比應(yīng)符合N.倍的關(guān)係.因此得到方程組. X*D主/F主+Y*D主/F主=Irms/F主 YF主/D主= U0高壓/L I=X= I0 /N 解得; X= I0/N Y=2I0(U0/D主2U0高壓-1/N) L=D主2U0高壓22N/(2

15、I0 F主( U0 N- D主2U0高壓) 從上述解中可得到一個(gè)隱函條件,即Y0. 因?yàn)橹鱉OS管在道通時(shí),變壓器的電流不可能下降.所以從Y0條件中解得 U0/ D主2U0高壓1/N 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法得 DU0N/2U0高壓 即主MOS管的最大占空比 因?yàn)樵诙蝹?cè)應(yīng)屬於降壓型電路,則輸入與輸出應(yīng)符合 輸出=輸入*D對(duì)於此電路應(yīng)有 U0=D主U0高壓/N 可得; D主= U0N /U0高壓 將D主=U0N/ U0高壓代入L得運(yùn)算式有 X=I0/N Y=2(1-2)I0/N2 L=U0N22/(2I0F主(1-2) 將U0=12V, N=11, 2 =0.5, I0=1A(實(shí)際測得在輸出

16、電流為1A時(shí),電源效率為46.5%,考慮到此效率是變壓器前端至輸出的效率,所以取2 =0.5),F主=70KHz 代入L的運(yùn)算式得到L的感值大小 L=10.37mH (實(shí)際測得11.2mH) 先對(duì)X,Y 進(jìn)行討論，從上述的推導(dǎo)過程可以看出，此處的2應(yīng)是變壓器至輸出的效率，為此可取，在機(jī)臺(tái)滿載情況下(I0=13A)可計(jì)算出X=1.186A, Y=0.4186A .在超載時(shí)（I0=17A）可計(jì)算出X=1.551A ,Y=0.547A ,X+Y=2.098A.實(shí)際測的波形如圖 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法對(duì)L進(jìn)行討論： 令L為的函數(shù)，對(duì)L求導(dǎo)可以得到 L=1/(1-)2 其函數(shù)圖形如圖 開關(guān)電源重要參

17、數(shù)的計(jì)算方法 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法 從電流變比的關(guān)係很容易計(jì)算出二次側(cè)電流的峰值 Ipeak=N(X+Y)= I0(2-2)/2取2等於，I0等於12.5A (正常工作)得Ipeak I0等於17A (工作極限)得 Ipeak=23A討論： 從上述關(guān)於二次側(cè)整流二極體所流電流峰值的公式中可以看到，此峰值電流只和效率，輸出電流有關(guān)。在這裏我們可以把I看作是的函數(shù)，對(duì)其求導(dǎo)得 I.= -2/2.所以I是遞減函數(shù)，其大致曲線如圖 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法主MOS耐壓值的確定從變壓器的電流波形可知,電流在減少時(shí)會(huì)產(chǎn)生一個(gè)反電動(dòng)勢。 在主MOS導(dǎo)通時(shí)有: V0高壓=(/ ton)*L主 (電感特

18、性) = / t= B * S *N / ton (法拉第電磁感應(yīng)定律) 從中可以導(dǎo)出 B=( V0高壓 ton)/SN 在截止時(shí),由法拉第電磁感應(yīng)定律： =反+漏= / tr= B *S *N / tr=(V0高壓 ton)/ tr 上式變形後得; * tr= V0高壓 ton (面積相等,tr 包括泄磁階段,恢復(fù)階段) 同時(shí)在截止時(shí),由二次測反加回一次側(cè)的電壓反大小應(yīng)為 反=V0*N 這樣在主MOS上產(chǎn)生的壓降為 V=V0高壓+反= V0高壓+V0*N 在考慮主變壓器的漏感時(shí)有下述方程: 漏=(Ip/tr泄磁)*L漏 所以加在MOS管上的總壓降是 V= V0高壓+V0*N+漏 = V0高壓

19、+(V0/D主)*N+(Ip/tr泄磁)*L漏 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法又因?yàn)榉磻?yīng)當(dāng)相等，則反=(V0高壓 ton)/ tr-漏 1式 反= V0*N 2式 通過1,2兩式可以得出 ton=( V0*N+漏)/ V0高壓* tr取V0高壓=390V, V0=12V, D主=0.3385, N=11, Ip=1.537A, tr泄磁=2uS, L漏=30uH 帶入上式得 ; 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法從耐壓值的公式上看到，這個(gè)高壓和輸出電流的大小有一定的關(guān)係，但是從公式中可知及便時(shí)滿載輸出由漏感所引起的反向電壓也只有23V.也就是說不論機(jī)臺(tái)輸出與否，只要處在工作之中，那麼主MOS管就要承受壓降

20、。 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法 PFC電容的確定 有電容的定義式C= Q / U, 所 以 只 需 確 定 Q ， U 即 可 因?yàn)殡娙萆系碾妷簯?yīng)是一個(gè)近乎於穩(wěn)定的高壓直流電壓，但實(shí)際上是一個(gè)直流量和交流量的迭加如圖,所以U應(yīng)對(duì)應(yīng)於交流電壓在MOS管道通時(shí)的改變量。Q應(yīng)對(duì)應(yīng)於在MOS管道通時(shí)改變的電量。 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方法由晶片的資料可知,當(dāng)腳感應(yīng)到I=37uA電流變化時(shí)它將調(diào)整工作頻率，從而使高壓直流穩(wěn)定。所以迭加在直流量上的交流電壓的運(yùn)算式如下：U交= IRsint 對(duì)其求導(dǎo)可得到UU=IR2f入D/f主 Q=Y*D主/(2f主)= Io*(1-2)*D主/(N2f主) C=Q/U=(1-2)*I0/(N2IR2f入) 將（正常工作）, N=11, R=(2*511)K, f入47Hz代入上式得到電容值為 若取I0=17A,則對(duì)應(yīng)的電容容值為25.524uF. 關(guān)機(jī)時(shí)間的確定 由能量關(guān)係可知，電容上消耗的能量應(yīng)等於負(fù)載得到的能量，隨著電容上電壓的下降，為了保持輸出端電壓的穩(wěn)定，MOS管會(huì)逐漸增加占空比，但當(dāng)占空比達(dá)到極大值時(shí)，便會(huì)出現(xiàn)電壓下掉，如圖 開關(guān)電源重要參數(shù)的計(jì)算方