創(chuàng)新的過功率補償技術(shù)

精選優(yōu)質(zhì)文檔-----傾情為你奉上精選優(yōu)質(zhì)文檔-----傾情為你奉上專心---專注---專業(yè)專心---專注---專業(yè)精選優(yōu)質(zhì)文檔-----傾情為你奉上專心---專注---專業(yè)創(chuàng)新的過功率補償技術(shù)作者：安森美半導(dǎo)體StéphanieCannenterre在以電流模式工作的開關(guān)電源(SMPS)中，轉(zhuǎn)換器提供的最大輸出功率通過限制變壓器最大峰值電流來鉗位。由于在檢測到最大電流時關(guān)閉MOSFET存在延遲，實際的峰值電流比預(yù)計的更大。比預(yù)計超過的電流量與輸入電壓成正比。因此，采用高線路電壓供電時電源的最終功率能力比采用低線電路電壓供電時高。為了滿足安全要求，電源設(shè)計人員需要控制完整輸入電壓范圍內(nèi)的功率輸出能力。一種可能的實施方案稱作過功率補償或保護(OPP)。本文將首先探討現(xiàn)有OPP技術(shù)的優(yōu)勢及局限，然后介紹一種新的過功率補償技術(shù)，并輔以實際應(yīng)用案例。傳播延遲效應(yīng)由于內(nèi)部邏輯要耗費一些時間來作出反應(yīng)，檢測到最大峰值電流(Ilimit)后，MOSFET并非立即關(guān)閉。實際上，根據(jù)控制器類型及技術(shù)的不同，電流感測比較器信號要耗費約150納秒(ns)至200ns的時間來通過不同邏輯門傳播，直到實際上將驅(qū)動器引腳置于地電平?？刂破髦圃焐掏ǔ峁┐藗鞑パ舆t特性，并在控制器數(shù)據(jù)表中描述(見圖1)。由于MOSFET提供電容性輸入，門極-源極電荷QG并沒有瞬間移除，而是取決于驅(qū)動電流能力及QG。此外，如果出于噪聲信號顧慮而在信號中插入了電阻，此方面增加的時間會變得非常明顯。圖SEQFigure\*ARABIC1:NCP1380控制器電流感測引腳至DRV引腳驅(qū)動延遲因此，傳播延遲(tprop)可視為控制器傳播延遲與MOSFET驅(qū)動配置固有的開關(guān)延遲之和。由于此延遲之故，流經(jīng)電感的電流IL到達限流閾值Ilimit時，MOSFET并不立即關(guān)閉：最終的峰值電流高于預(yù)期。因為電感電流斜坡受到了直接影響,超過閾值的電流量與輸入電壓成正比。因此，輸入線路電壓上升時，轉(zhuǎn)換器的功率能力上升。圖2極佳地描述了此現(xiàn)象。圖SEQFigure\*ARABIC2:傳播延遲影響低線路電壓及高線路電壓時的峰值電流，并產(chǎn)生過沖在故障條件下，控制器內(nèi)部鉗位電流時，最終的電感電流值可藉下述公式計算： 其中，IL,peak是電感峰值電流，Ilimit是限流閾值，tprop是控制器傳播延遲及MOSFET驅(qū)動配置固有之開關(guān)延遲之和。我們來以具體例子審視傳播延遲的影響。一款19V、60W準諧振(QR)適配器設(shè)計的峰值電流極限Ilimit為3.4A。其工作參數(shù)如下所示：初級電感：Lp=285μH匝數(shù)比：Nps=0.25輸出電壓：Vout=19V輸出二極管正向壓降：Vf=0.8V漏極集總電容(lumpcapacitor)：Clump=250pF最高交流輸入電壓：Vin(max)=265Vrms最低交流輸入電壓：Vin(min)=85Vrms傳播延遲：tprop=300ns可以使用公式(1)來計算低線路電壓及高線路電壓時達到的最大峰值電流。在準諧振設(shè)計中，開關(guān)頻率可變，其取決于線路電壓/負載條件。可以顯示開關(guān)頻率遵從下述公式： 公式中的項闡釋了MOSFET開路時發(fā)生的自然振蕩周期。相應(yīng)的功率能力為： 結(jié)果如表I中小結(jié)所示。

Vin85Vrms265VrmsIL,peak(max)3.5A3.8AFsw46kHz57.4kHzPout(max)68W100W表I–低線路電壓及高線路電壓時的最大輸出功率適配器在高線路電壓時可以提供100W功率，而低線路電壓時為68W，這表示適配器的在高線路電壓時的功率能力比低線路電壓時高47%。為了限制高線路電壓時的功率能力，設(shè)計中必須加入過功率補償。我們現(xiàn)在來探討一下幾種現(xiàn)有的過功率補償技術(shù)?，F(xiàn)有OPP技術(shù)之一：通過電阻來偏置電流感測電壓這種簡單技術(shù)涉及到將一顆電阻連接在高電壓輸入端(buckrail)與控制器電流感測(CS)引腳之間，這就在電流感測信號上產(chǎn)生正向偏置，補償高線路電壓時的峰值電流過沖。T1T1..高壓輸入端CSDRV控制器RsenseROPPRCSVVILIMITVCS時間低線路電壓高線路電壓圖SEQFigure\*ARABIC3：在CS電壓上產(chǎn)生偏置圖SEQFigure\*ARABIC4：帶偏置的電流感測信號此技術(shù)的主要不足，是直接連接至高壓輸入端的OPP電阻ROPP在待機狀態(tài)下導(dǎo)致功率消耗增加。由于輸入電壓至地之間通過ROPP產(chǎn)生了一條通道，總體功率耗散就增加。OPP電阻耗散的功率是： 對于在1k?串聯(lián)電阻RCS上產(chǎn)生0.3V偏置的1.2MΩOPP電阻而言，最高輸入電壓時耗散的功率為114mW: 由于新的能效標(biāo)準規(guī)定了待機功率消耗限制，這樣的功率耗散就不可接受了。現(xiàn)有OPP技術(shù)之二：使用控制器高壓引腳來偏置CS電壓在電流感測電壓上產(chǎn)生偏置的另一種方式是使用控制器的高壓引腳來感測如圖5所示的線路電壓?？刂破鲀?nèi)部處理電壓信息，并將之轉(zhuǎn)換為與輸入電壓成正比的電流。接著此電流注入到置于CS引腳與感測電阻Rsense之間的一顆電阻上，并同樣產(chǎn)生正向偏置。高壓輸入端高壓輸入端高壓(HV)CS電壓至電流轉(zhuǎn)換RsenseROPPVDD圖SEQFigure\*ARABIC5：以控制器高壓(HV)引腳電壓在電流感測引腳上產(chǎn)生正向偏置相比前一種技術(shù)而言，這種方法并不會增加設(shè)計的功率消耗，因為OPP電阻置于低壓通道，而非連接高壓輸入端。由OPP電阻導(dǎo)致的壓降在一百毫伏范圍，表示此電阻耗散的功率可以忽略不計。然而，此技術(shù)也存在不足，即電流感測信息持續(xù)受偏置影響，且降低了電流測量的精度。在輕載條件下，偏置變得比電流感測信號更重要，會妨礙輕載穩(wěn)壓。這也是前一種技術(shù)存在的問題。不僅如此，高壓組件上的電壓至電流轉(zhuǎn)換必須足夠精確，從而提供較高總精度的過功率保護跳變點(trippoint)?，F(xiàn)有OPP技術(shù)之二：降低反饋電壓此技術(shù)使用輔助繞組電壓來降低由穩(wěn)壓回路施加的反饋(FB)電壓。繞在反激式極性的輔助繞組的電壓會隨著開關(guān)而變化。開關(guān)導(dǎo)通期間，輔助繞組電壓為負值，其幅度與輸入端電壓成正比。此電壓能夠轉(zhuǎn)換為負直流電壓，并增加到反饋引腳電壓上(見圖6)。因此，反饋設(shè)定點按照與輸入電壓成正比的方式降低。FBFB輔助繞組ROPPCOPPVDDRpullup圖SEQFigure\*ARABIC6：通過降低反饋(FB)設(shè)定點來提供過功率補償此方法不會影響待機模式下的功率消耗，不會影響輕載穩(wěn)壓。然而，此技術(shù)不能應(yīng)用在依靠反饋(FB)電壓來檢測過流條件的控制器上。實際上，永遠不會達到用于故障檢測的FB閾值，因為FB設(shè)定點被OPP網(wǎng)絡(luò)持續(xù)降低。使用輔助電壓而非高電壓來檢測輸入電壓變化，節(jié)省大量的待機功率。下面的一種技術(shù)將保持使用輔助繞組的優(yōu)勢，而去除其剛剛談及的不足。安森美半導(dǎo)體創(chuàng)新的OPP技術(shù)此新穎技術(shù)也利用輔助繞組電壓的優(yōu)勢。當(dāng)功率MOSFET導(dǎo)電時，輔助繞組電壓由輸入電壓Vin及輔助繞組至初級繞組匝數(shù)比()決定： 藉電阻分壓器將此電壓施加在控制器的一個引腳上，我們就知道輸入電壓藉此引腳傳輸?shù)娇刂破魃稀４穗妷簝?nèi)部增加至最大電流感測電壓參考VILIMIT，并影響峰值電流(見圖7)。由于OPP電壓為負值，輸入電壓增加就表示最大峰值電流設(shè)定點減?。? 安森美半導(dǎo)體已經(jīng)獲得此技術(shù)的專利。圖SEQFigure\*ARABIC7：OPP電路VVILIMITVCS時間低線路電壓高線路電壓VILIMIT+VOPP圖SEQFigure\*ARABIC8：最大峰值電流設(shè)定點降低了如上所述，此技術(shù)在待機模式下并不會帶來額外的功率損耗。此外，此OPP技術(shù)直接影響最大峰值電流極限，可以應(yīng)用在使用FB電壓電平來檢測過流條件的控制器上。此技術(shù)不會影響輕載穩(wěn)壓?？梢宰⑷氲娇刂破鱋PP引腳上的負電壓量值取決于制造裸片所使用的技術(shù)。如圖7所示，為了承受靜電放電(ESD)，控制器的引腳通常具有齊納二極管、晶閘管、門耦合金屬氧化物半導(dǎo)體(MOS)等ESD保護。如果OPP引腳上注入了兩個大負值電壓，ESD保護的地(GND)至OPP引腳節(jié)點就會正向偏置，鉗位負電壓漂移，因而省卻任何額外的負電壓鉗位電路。例如，在NCP1380控制器中，負電壓漂移被ESD二極管的PN結(jié)點限制到約300mV。在相關(guān)控制器中，內(nèi)部電流感測電壓極限被固定為800mV。因此，可以提供的最大峰值電流下降是： 采用此OPP技術(shù)時，輔助繞組整流后或僅在直接感測輔助繞組電壓的導(dǎo)通時間期間，負電壓可以持續(xù)施加在OPP引腳上。因此，此OPP技術(shù)可以輕易地結(jié)合準方波電源(更常見的名稱是準諧振電源)使用的過零檢測(ZCD)技術(shù)，檢測變壓器的退磁完成情況。結(jié)合OPP與ZCD在準諧振電源中，磁芯復(fù)位檢測是藉監(jiān)測輔助繞組電壓來實現(xiàn)的。實際上，經(jīng)流變壓器的電流減小至零時(表示開關(guān)關(guān)閉)，輔助繞組電壓下降，并開始繞零振鈴(ring)。通過藉RC網(wǎng)絡(luò)來延遲振蕩，有可能恰好在漏極-源極波形最小值(也稱作“谷底”)時開關(guān)MOSFET。構(gòu)建過流檢測(ZCD)電路僅須使用一個簡單的帶短遲滯的比較器和低參考電壓。因此，由于ZCD功能使用輔助繞組的正電壓，OPP功能使用輔助繞組的負電壓，這兩種功能能夠結(jié)合到單個引腳上。這就會保持兩種技術(shù)的優(yōu)勢，可以省下一個控制器引腳來應(yīng)用其它功能。安森美半導(dǎo)體的8引腳準諧振控制器NCP1380上應(yīng)用了ZCD/OPP結(jié)合技術(shù)。電路圖如圖9所示。圖SEQFigure\*ARABIC9：NCP1380中結(jié)合了ZCD/OPP出于過功率補償目的，電阻ROPPU和ROPPL調(diào)節(jié)負電壓的量值。RZCD-CZCD網(wǎng)絡(luò)固定延遲量，提供最佳的過零檢測。為了在關(guān)閉期間提供足夠的正電壓，一個二極管會使OPP橋的上部電阻ROPPU成為旁路。以創(chuàng)新的OPP技術(shù)限制適配器輸出功率在前文的例子中，我們計算了19V、60W的準諧振適配器在265Vrms的高線路電壓時可能提供高達100W的功率，表示適配器功率能力相較于低線路電壓時升高了47%。此準諧振適配器由NCP1380驅(qū)動，此組件采用結(jié)合了過零檢測電路的創(chuàng)新的OPP技術(shù)。如果我們想要在高線路電壓時限制此適配器的最大輸出功率Pout(limit)至80W，要符合此要求，OPP電路應(yīng)提供多大程度的峰值電流減少呢？公式(2)給出了在第一個谷底工作的準諧振電源的開關(guān)頻率?？梢岳霉?3)來計算相應(yīng)的輸出功率。通過在公式(3)中替換代入開關(guān)頻率公式(2)，我們可以推導(dǎo)出峰值電流分析表達式： 遂得到： 因此，峰值電流必須降低至3A而非3.8A，相應(yīng)的峰值電流降低額度為： 必須施加在OPP引腳上的相應(yīng)負電壓為： MACROBUTTONMTPlaceRefSEQMTEqn\h(SEQMTEqn\c\*Arabic