D類功率放大器設(shè)計報告

D類功率放大器設(shè)計報生口目錄摘要關(guān)鍵字設(shè)計分析系統(tǒng)方案2.1前置放大電路的論證與選擇2.2三角波產(chǎn)生電路的論證與選擇2.3調(diào)制電路的設(shè)計2.4整形、延時、驅(qū)動及功放輸出電路設(shè)計2.5低通濾波器設(shè)計3.測試方案與測試結(jié)果3.1電路測試3.2測試結(jié)果與改進(jìn)方案4,測試結(jié)果4.1測試結(jié)果4.2結(jié)果數(shù)據(jù)分析附錄1：參考文獻(xiàn)附錄2：電路圖摘要本文主要論述了D類功率放大器的系統(tǒng)設(shè)計方案、理論分析與計算和系統(tǒng)硬軟件設(shè)計等，D類功率放大器由+5V電源供電，整個系統(tǒng)主要由前置放大電路、三角波產(chǎn)生電路、PWM調(diào)制電路、功率放大電路、低通濾波電路組成。通過該系統(tǒng)的各個部分的功能實現(xiàn)了對音頻信號的放大作用。關(guān)鍵詞D類功率放大器、PWM脈寬調(diào)制、功率放大、四階巴特沃斯濾波器、H橋功率放大器電路D類功率放大器設(shè)計分析音頻功率放大器的目的，是以要求的音量和功率水平在發(fā)聲輸出元件上重新產(chǎn)生真實、高效和低失真的輸入音頻信號。衡量音頻放大器優(yōu)劣的主要性能，一是它的頻率特性指標(biāo)，包括頻率響應(yīng)、諧波失真度和互調(diào)失真度；二是它的時間特性指標(biāo)，包括瞬態(tài)響應(yīng)、瞬態(tài)互調(diào)失真和阻尼系數(shù)；三是信號噪聲比、最大輸出動態(tài)范圍、最大功率和效率；尤其第三個方面的性能指標(biāo)主要由功率放大器實現(xiàn)。傳統(tǒng)的低頻功率放大器主要有：A類（甲類）、B類（乙類）及AB（甲乙類）。A類放大器的晶體管總是處于導(dǎo)通狀態(tài)，即在一個輸入信號周期內(nèi)，功率器件都是導(dǎo)通的，也就是說沒有信號輸入時，晶體管也有輸出功率，因此晶體管功耗非常大。因為通常有很大的直流偏置電流流過晶體管，而沒有提供給負(fù)載，盡管其效率很低（約20%），但精度非常高。它的優(yōu)點是輸出信號的失真比較小，缺點是輸出信號的動態(tài)范圍小、效率低，理想情況下其效率為25%。B類放大器采用兩只晶體管推拉工作，每只晶體管工作半個周期：一只晶體管工作于輸入信號的正半周，另一只晶體管則工作于輸入信號的負(fù)半周，因此在理論上兩只晶體管不會在同一時間內(nèi)導(dǎo)通。在沒有輸入的情況下，兩只晶體管均處于截止?fàn)顟B(tài)且無輸出功率，因此其效率高于A類放大器。由于晶體管都需要一定的開通時間，這樣，在兩只三極管交替工作過程中，輸出端存在一個短暫的無輸出功率狀態(tài)，這個無功率區(qū)域稱為交越區(qū)，這就造成了相對較大的信號失真。在理想情況下，其效率為75%，實際使用中，效率約為40%左右。AB類放大器與B類放大器非常相似，由于AB類放大器使用了小的直流偏置電流，使兩只晶體管在同一時刻微導(dǎo)通以消除交越失真，因而其性能有所改善°AB類放大器的效率（約為50%）不如B類放大器高，但精度得到了提高，因此常作為音頻放大器使用。D類放大器由于采用了不同于上述各類放大器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（見圖2-10），其功耗遠(yuǎn)低于上述任何一類放大器。系統(tǒng)方案根據(jù)設(shè)計要求及對各類低頻功率放大器的分析，本設(shè)計選用D類放大器，它由前置放大器、三角波產(chǎn)生電路、脈寬調(diào)制器、整形電路、延時及驅(qū)動電路、功率放大器及低通濾波器等組成。其系統(tǒng)框圖如圖所示。前置放大器的作用一方面要滿足系統(tǒng)對輸入阻抗大于10KQ的要求，另一方面可使電壓放大倍數(shù)從1至20倍可調(diào)，前置放大電路由寬帶運算放大器及電阻、電容組成。N>20時，調(diào)制器輸出端產(chǎn)生的矩形脈沖，其寬度正比于正弦波的幅值與三角波幅值之比，即在每個音頻信號周期內(nèi)，PWM脈沖的占空比正比于音頻信號的幅度，考慮到低通濾波器的幅頻特性，本設(shè)計選用四階巴特沃思LC濾波器，它對150KHz的載波信號衰減達(dá)60dB。因此，綜合考慮上述因素，三角波產(chǎn)生電路的頻率選為150KHz，三角波電路由寬帶運算放大器及高速電壓比較器組成。脈寬調(diào)制器由于使用自然采樣法產(chǎn)生PWM脈沖，故電路采用高速電壓比較器。由于設(shè)計要求功率放大器為+5V供電，這樣電壓比較器也采用單電源供電，因而電壓比較器輸出為單極性PWM調(diào)制信號。整形電路的作用是將調(diào)制器輸出的PWM信號變換成為一對反相的脈沖信號，以驅(qū)動功放電路，本系統(tǒng)采用反相施密特觸發(fā)器作為整形電路。延時及驅(qū)動電路的作用一是將整形電路輸出的一對反相的脈沖信號進(jìn)行適當(dāng)?shù)难訒r，以避免H橋MOS管上、下同時導(dǎo)通；二是給功放管提供合適的驅(qū)動電流。D類功率放大器采用增強型MOS管組成的H橋高速開關(guān)電路，由于它工作于開關(guān)狀態(tài)，輸出管的功率損耗極低，因而有效功率可以達(dá)到很高。2.1前置放大電路的論證與選擇方案一：采用儀用放大器實現(xiàn)前置放大當(dāng)輸入信號離測量放大器較遠(yuǎn)或干擾較大時，會造成兩點地電位不統(tǒng)一，這樣不可避免存在長線干擾和傳輸網(wǎng)絡(luò)阻抗不對稱引入的誤差。為了抑制干擾、減少誤差，運放通常采用差動輸入方式。儀用放大器的特點是：高輸入阻抗，以抑制信號源于傳輸網(wǎng)絡(luò)電阻不對稱引入的誤差；高共模抑制比，以抑制各種共模干擾引入的誤差；高增益及寬的增益調(diào)節(jié)范圍，以適應(yīng)信號源電平的寬范圍；抑制共模信號干擾的最常用的方法，是在基礎(chǔ)同相并聯(lián)電路之后，再接一級差動運算放大器，電路如圖2-19所示，它不僅能割斷共模信號的傳送，還將雙端變單端，以適應(yīng)接地負(fù)載的需要。儀用放大器均采用雙電源供電，由于設(shè)計要求功率放大器的電源電壓為+5V，如果前置放大器采用雙電源供電，則信號在處理過程中要采用提升直流電壓的方法來變換信號，電路形式過于復(fù)雜。方案二：采用同相輸入的運算放大器實現(xiàn)前置放大按設(shè)計要求，功放部分為單電源供電，故前置放大及整個系統(tǒng)均采用單電源供電為宜。由于設(shè)計要求電壓增益為1—20倍連續(xù)可調(diào)，輸入信號最高頻率為20kHz，且輸入阻抗要求不高，為10kQ，故本設(shè)計采用具有單電源供電的運放組成的前置放大器。電路如圖2-20所示。能夠使用單電源供電的運放有uA741、oP07、NE5532及TLC4502等。對于uA741和OP07在相同輸入條件下，當(dāng)電壓增益為100時，對應(yīng)的帶寬為10kHz；對于NE5532，當(dāng)電壓增益為100倍時，帶寬為130kHz；對于TLC4502，當(dāng)電壓增益為100倍時，帶寬為1.3MHz。因此選用寬頻帶、低漂移的運放TLC4502,組成增益可調(diào)的同相寬帶放大器，路如圖2-20所示。2）電路參數(shù)選擇及電壓增益的確定由設(shè)計要求，整個功放的電壓增益從1—20連續(xù)可調(diào)，當(dāng)功放輸出的最大不失真功率為1W時，其負(fù)載8Q電阻上的電壓計算過程如下：因為Po為最大不失真輸出功率，匕為負(fù)載Rl=8Q電阻實際電壓的有效值，這樣而匕的幅值其峰-峰值故8Q負(fù)載的峰一峰值由于送至脈寬調(diào)制器人3輸入音頻信號",不能大于2V，這樣，功率放大器最大輸入信號為2V，所以功率放大器的最大電壓增益人件=8/2二4。由設(shè)計要求，系統(tǒng)總的電壓增益A—A,A—20A-4 A—5VV1V2 ，其中V2，所以要求前直放大器的電壓增益V1，即可滿足要求。之所以選擇同相放大器，是因為它的輸入阻抗較大，容易實現(xiàn)輸入電阻Riz10kn的要求，同時運放在單電源供電時仍能正常地放大。取A4的K—~T=2.5V，由于設(shè)計要求系統(tǒng)的輸入電阻大于10kQ，故取R1O—R11-51kn，則Ri—51/2—25-5kQ。為精確調(diào)整，Rn選用100kQ可調(diào)電位器。因為取則取標(biāo)稱阻值R13—5.1kQ，為調(diào)整方便，R12選用50kQ可調(diào)電位器。2.2三角波產(chǎn)生電路的論證與選擇按設(shè)計要求，功率放大電路為+5V單電源供電，這樣就要求D類放大器的調(diào)制信號為PWM單極性調(diào)制方式，因而本設(shè)計確定整個系統(tǒng)均采用+5V直流電源供電。方案一：三角波產(chǎn)生電路由寬帶運放及高速電壓比較器組成。三角波產(chǎn)生電路如圖2-16所示，其中R1，R2，R3，C1及A1組成積分器，R4、R5、R6及A2組成滯回比較器。積分器所用的運放采用寬頻、低漂移運放TLC4502，電壓比較器采用LM311。由于采用+5V直流電源供電，我們將運放A1⑥腳和電壓比較器A2③腳的電位用R3調(diào)整為+2.5V，同時設(shè)R5為100k。，并忽略比較器高電平時R6上的壓降，則R4的求解過程為取標(biāo)稱值r4=39k^。選定工作頻率fo=150kHZ，并設(shè)定R1+R2=20kQ。則電容C1的計算過程如下：對電容q的恒流充電或放電電流為電容兩端電壓值為其中T其中Ti為半周期，L的最大電壓值為2V，則取q=220pF，R2TOkQ，R1采用20kQ可調(diào)電位器，使振蕩頻率fo在150kHz左右有較大的調(diào)整范圍。方案二：三角波產(chǎn)生電路采用寬帶運放。電路如圖2-17所示，該電路采用+5V單電源供電方式，以產(chǎn)生單極性三角波信號。其中R1、R2、R3、R5及A1組成電壓比較器，R4、C1及A2組成積分器，4和人2均采用寬帶運放NE5532。通過調(diào)整R1和七，使得4②腳和A?⑤腳位+2.5V電壓，為得到準(zhǔn)確值，R1取10kQ，R2用20kQ三角波的幅值為三角波頻率為其中，％取20kQ，％用500kQ可調(diào)電位器代替，r5用50kQ可調(diào)電位器代替，調(diào)整凡，可使三角波的幅值匕以=1V，三角波的頻率f=15°kHz。經(jīng)比較，使用方案一電路產(chǎn)生的三角波線性度不夠好，方案二電路得到的三角波線性度良好，而且得到三角波幅值與頻率均能滿足設(shè)計要求，故本設(shè)計三角波產(chǎn)生電路選用方案二。2.3調(diào)制電路的設(shè)計2.3.1PWM調(diào)制原理三角波調(diào)制法是建立在每一個特定時間間隔能量等效于正弦波所包含能量的概念上發(fā)展起來的一種脈寬調(diào)制法，如圖2-13所示。制波形，等份（N就可以分制波形，等份（N就可以分包含的面將正弦波的一個周期在時間上劃分成N2兀為偶數(shù)），每一份脈寬都是N，這樣別計算出在各個時間間隔內(nèi)正弦波所積，如圖2-14所示。圖2-14所示的PWM調(diào)制波形中每個特定的時間間隔，都可以用一個脈寬與之對應(yīng)的正弦波所包含的面積相等或成比例。通過其脈沖幅值都等于V偵的矩形脈沖來代替正弦波的部分，這樣N個寬度不等的脈沖就組成了一個與正弦波等效的脈寬調(diào)制波形。假設(shè)正弦波的幅值為匕，等效矩形波形的幅值為匕以，則各等效矩形脈沖波的寬度5i為圖2-13PWM圖2-13PWM脈寬調(diào)制示意圖..式(2.1)=2^-msinP-sin..式(2.1)ViNAm2—i— …-式中'=~N—N，i=］、2、3KPi是各時間間隔分段的中心角，也是各等效脈沖位置的中心角。式2.1表明：由能量等效法得出的等效脈沖寬度5與分段中心角Pi的正弦值成正比。用三角波來實現(xiàn)脈寬調(diào)制，可以很方便的利用由運算放大器組成的比較器來完成這一功能。假設(shè)三角波的頻率f與正弦波的頻率f之比為f/f（載波比），為了使輸出波形滿足奇函數(shù)，N應(yīng)該是偶數(shù)。如果假定在正弦波大于三角波部分所產(chǎn)生脈沖的中心位置在每一段脈沖的中心，并以Pi代表的話，則角度Pi為從圖2-14可以看出，由于Aabg與Acdg相似，所以這樣圖2-14由于hg=VAm （Vm三角波幅值）=VmSinPi（Vm為正弦波幅值）如果令脈寬5i牝Cd，則當(dāng)N>20時，2—i—…P= ——將'NN代入式2.1可以得到5=2匕sin—sin(竺-—'.式(2.2)^' VN"NN.式(2.2)Am

式2.2說明：當(dāng)載波比N固定，且大于20以上時，在比較器輸出端產(chǎn)生的矩形脈沖，其寬度正比于正弦波的幅值與三角波幅值之比，該脈沖寬度也正比于分段中心角&/的正弦值。對于脈寬調(diào)制波形，其基波和各次諧波的幅值表達(dá)式為N4E亍 一八8式(2.3),?式(2.4)=——乙(-1)k+12cosP.式(2.3),?式(2.4)k=1N4EV一八81=——乙(-1)k+12cosP.cos-^k=1由式2.3與式2.4可知：基波幅值匕1及各次諧波幅值匕〃與脈沖寬度8.有關(guān)，而脈沖寬度8.又與調(diào)幅比VA.有關(guān)。在正弦波的幅值小于三角波的幅值時，比較器輸出電壓的基波分量幾乎與調(diào)制波的調(diào)幅比呈線性關(guān)系，即故在每個音頻信號周期內(nèi)，PWM脈沖的占空比正比于音頻信號的幅度。通過對脈沖寬度調(diào)制原析，由電壓比較器及外圍電阻PWM調(diào)制電路能滿足設(shè)計要速電壓比較器選用精密、高速LM393，電路如圖2-18所示。將三角波產(chǎn)生電路得到為150kHz三角波經(jīng)C故在每個音頻信號周期內(nèi)，PWM脈沖的占空比正比于音頻信號的幅度。通過對脈沖寬度調(diào)制原析，由電壓比較器及外圍電阻PWM調(diào)制電路能滿足設(shè)計要速電壓比較器選用精密、高速LM393，電路如圖2-18所示。將三角波產(chǎn)生電路得到為150kHz三角波經(jīng)C2耦合，組成的求，高比較器的頻率三角波信號音頻信號送至A3理的分合送至反相輸入端;音頻信號經(jīng)C3耦合送至A3同相輸入端。由于比較器采用+5V單電源供電，以產(chǎn)生單極性PWM信號，通過R6和R7及R8和鳥組成分壓電路，分別給A3同相輸入端和反相輸入端提供 2.5V的靜態(tài)電位，取R6=R8=10kQ，為精確調(diào)整2.5V電位，R7和R9選用20kQ可調(diào)電位器。由于三角波峰-峰值Vp-p=2V。所以要求音頻信號的VP-p不能大于2V。否則會使得功放產(chǎn)生失真。2.4整形、延時、驅(qū)動及功放輸出電路設(shè)計2.4.1非重疊時間的建立（驅(qū)動死區(qū)時間的建立）

電路如圖2-21所示，本設(shè)計功放級為H橋互補對稱輸出電路，它由T?七四只增強型場效應(yīng)管組成，其工作形式是當(dāng)T7、〈0導(dǎo)通時，T8、T9截止。由于增強型場效應(yīng)管有非常低的導(dǎo)通電阻，因而避免上下管同時導(dǎo)通的情況顯得很重要，因為它會產(chǎn)生一個從+5V到地的低電阻路徑通過晶體管，從而產(chǎn)生很大的沖擊電流：最好的情況是晶體管發(fā)熱并消耗功率，最壞的情況是晶體管被毀壞，所以對晶體管的控制應(yīng)該后開先合，這可以通過延時電路提供的一對有時間差別的反相脈沖信號來完成。由脈沖寬度調(diào)制器輸出的PWM信號經(jīng)施密特觸發(fā)器CC40106整形后，一路送到4“R15，C5，Ti組成的延時電路，另一路由另一個CC40106芯片送至由Ru、人留、c6及T2組成的反相電路。在由R14、R15、C5及T1組成的延時電路中，通過調(diào)整R14和C5來控制T1飽和導(dǎo)通的時間。使T1上升沿比T2下降沿延時0」3~心，從而達(dá)到控制功功率管導(dǎo)通時序。在R17、C6及T2組成的反相電路中，C6的作用是加速T2的導(dǎo)通和截止。2.4.2驅(qū)動及功放輸出電路.原理在D類放大器中，比較器的輸出與功率放大電路相連，功放電路采用金屬氧化物場效應(yīng)管(MOSFET)替代雙極型晶體管(BJT)，這是由于前者具有更快的響應(yīng)時間，因而適用于高頻工作模式。D類放大器需要兩只MOSFET，它們在非常短的時間內(nèi)可完全工作在導(dǎo)通或截止?fàn)顟B(tài)下。當(dāng)一只MOSFET完全導(dǎo)通時，其管壓降很低；而當(dāng)MOSFET完全截止時，通過管子的電流為零。兩只MOSFET交替工作在導(dǎo)通和截止?fàn)顟B(tài)的開關(guān)速度非?？?，因而效率極高，產(chǎn)生的熱量很低，所以D類放大器不需要散熱器。D類放大器的兩只MOSFET采用半橋連接結(jié)構(gòu)，一只是N溝道MOSFET(NMOS)，另一只是P溝道MOSFET(PMOS)。為使MOSFET完全導(dǎo)通，它必須工作在飽和狀態(tài)。對于NMOS管，柵源電壓(VGS)必須高于閾值電壓(VT3V)。由于MOSFET在電阻區(qū)域內(nèi)的VGS電壓可能圖2.3：NMOS在3至4V之間，因此VGS最好選為5V。當(dāng)VGS為5V時，MOSFET相當(dāng)于短路，沒有管壓降，電源電壓全部加在電阻上；當(dāng)VGS低于VT電源電壓全部加在電阻上；當(dāng)VGS低于VT時，MOSFET截止，相當(dāng)于開圖2.4：PMOS路，電阻中沒有電流，電源電壓全部加在MOSFET上(如圖2.3)。對于一個PMOS管，VT為負(fù)壓(VT-3V)，此時為使MOSFET導(dǎo)通，VGS必須比VT更低(VGS-5V)。截止時VGS則需要高于VT(VGS>VT)，如圖2.4所示?；谏鲜鲈?，NMOS管和PMOS管的連接方式如圖2.5所示。當(dāng)柵極輸入為高電平(VGS5V)時輸出為低電平；當(dāng)柵極輸入為負(fù)電平(VGS-5V)時輸出為高電平。比較器的輸出(即MOSFET

的輸入)應(yīng)為兩種電壓以確保NMOS和PMOS管能夠完全導(dǎo)通或截止。圖2.5:半橋連接設(shè)計信號經(jīng)D類放大器中的功放級之后通過一個低通濾波器來恢復(fù)原始信號，一個簡單的LC濾波器可以將PWM信號復(fù)原為具有一定失真的模擬信號波形，與濾波器相連的是一個模擬揚聲器的8Q電阻。為提高功率管的開關(guān)速度，應(yīng)該為功率管提供一個產(chǎn)生較大驅(qū)動電流的驅(qū)動電路，該電路由T3和T4及T5和T6分別以共集電極電路組成。由于共集電極電路具有很低的輸出阻抗，又有較大的電流放大作用，故該電路由三極管組成。功放電圖2-21整形、延時、驅(qū)動由A4輸出的PWM脈沖 IT及功放輸出電路路由t7、組成，米用增強型場效應(yīng)圖2-21整形、延時、驅(qū)動由A4輸出的PWM脈沖 IT及功放輸出電路路由t7、組成，米用增強型場效應(yīng)管，其中P溝道管采IRFD9120，N溝道管采用IRFD120。之所以采用場效應(yīng)管而不采用三極管作為功放輸出，是因為三極管需要多達(dá)20%的額外集電極電流以保證飽和度，而增強型場效應(yīng)管需要的驅(qū)動電流小得多，由于它是一種多數(shù)載流子器件，其電荷存儲效應(yīng)不是很明顯，故它能夠以較高的速度工作；另外，它沒有三極管特有的二次擊穿機(jī)理，故發(fā)生熱擊穿的可能性較小?；パaPWM驅(qū)動信號交替開啟T和T10（或T和T9）2.5低通濾波器設(shè)計由于D類功放管最終輸出是一個音頻方波，為了從PWM波形中提取音頻信號，需要將D類功放的輸出送人一個低通濾波器再接負(fù)載。設(shè)計時采用4階巴特沃思通濾波器。由于音頻信號最高頻率為20kHz，要做到20kHz帶寬內(nèi)增益下降小于3dB，則要求濾波器具有截止頻率為40kHz的巴特沃思響應(yīng)，以達(dá)到最大平坦通帶，本系統(tǒng)根據(jù)歸一化LPF來設(shè)計巴特沃思四階低通濾波器。1）歸一化LPF設(shè)計方法1 _w0.159Hz歸一化低通濾波器設(shè)計數(shù)據(jù)，指的是特征阻抗為1。且截止頻率為2兀 的基準(zhǔn)低通濾波器的數(shù)據(jù)。在設(shè)計巴特沃思型的歸一化LPF的情況下，以巴特沃思的歸一化LPF設(shè)計數(shù)據(jù)為基準(zhǔn)濾波器，將它的截止頻率和特征阻抗變換為待設(shè)計濾波器的相應(yīng)值。對濾波器截止角頻率的變換是通過先求出待設(shè)計濾波器截止角頻率與基準(zhǔn)角頻率的比值M，再用這個M去除濾波器中的所有元件值來計算所需參數(shù)，其計算公式如下：M待設(shè)計濾波器的截止頻率M=—-—-―———:———基準(zhǔn)濾波器的截止頻率 式（2.5）表2-3歸一化巴特沃斯型LPF基準(zhǔn)待設(shè)計濾波器階數(shù)數(shù)據(jù)模型濾2波3器4對濾波器的特征阻抗的變換時通過先求出待設(shè)計濾波器特征阻抗與基準(zhǔn)濾波器特征阻抗的比值K，再用這個K去乘基準(zhǔn)濾波器中的所有電感元件值和用這個K去除基準(zhǔn)濾波器中所有電容元件值來計算所需參數(shù)。其計算公式如下：基準(zhǔn)濾波器的特征阻抗K=待設(shè)計濾波器的特征阻抗基準(zhǔn)濾波器的特征阻抗.式(2.6)那么，對于待設(shè)計的LPF濾波器而言，其計算公式為:(new)M(base)(new)—(base)(new)—M?K...式(2.8)表2-3給出了2~5階巴特沃思型濾波器的基準(zhǔn)濾波器數(shù)據(jù)，并可按圖2-22所示步驟進(jìn)行濾波器的設(shè)計。2）參數(shù)計算由設(shè)計要求，3dB通頻帶為300?20kHz，故濾波器截止頻率為40kHz。由于功率管是交替開啟T、七（或T、七），則與T、J輸出連的低通濾替開啟T、七（或T、七），則與T、J輸出連的低通濾歸一化低通濾波器波器的負(fù)載為4Q，故按最大功率傳輸原則，四階巴特沃思低通濾征阻抗選為4Q。①截止頻率變換2-22用歸一化LPF設(shè)計濾波器的步驟截止頻率變換特征阻抗變換波器的特由式(2.5),所要求設(shè)計的LPF的截止頻率為40kHz，故40x103Hz 5M= =2.512x105(2兀)Hz ..式(2.9)②特征阻抗變換由式(2.6)，所要求設(shè)計的LPF的特征阻抗為4Q，故.式（2.10）K=.式（2.10）1Q③四階Butterworth低通濾波器的電感電容參數(shù)由表2-3中四階Butterworth低通濾波器的歸一化LPF基準(zhǔn)濾波器的參數(shù)，設(shè)L1=0-76537H、L2=1-84776H、C1=1-84776F、C2=0-76537F，將式(2.5)、式(2.6)代入式(2.7)中得到待設(shè)計LPF的電感參數(shù)為將式(2.9)、式(2.10)代入式(2.8)中得到待設(shè)計LPF的電容參數(shù)為取C1new=2.2吁，C2new=mF，電感采用無損磁芯及細(xì)包漆線繞制而成，其電感值可用專用測量儀器測量得到，故可取理論值為其實際值來繞制電感線圈。測試方案與測試結(jié)果3.1電路測試3.1.1三角波產(chǎn)生電路的調(diào)試(1)、將2號管腳的點位調(diào)至2.5V(2)然后調(diào)節(jié)電阻R3與R5的阻值，以此來調(diào)節(jié)三角波的頻率與幅值。三角波的幅值:三角波的頻率:

用以上方法將三角波的幅值調(diào)至2V,頻率調(diào)至150KHZ左右。（1） 將3