高頻電子線路：第13次課 混頻

調(diào)幅波的頻率成分有哪些？集電極調(diào)幅電路能否產(chǎn)生雙邊帶調(diào)幅波DSB？包絡(luò)檢波能夠解調(diào)雙邊帶調(diào)幅波DSB？如果出現(xiàn)惰性失真，應(yīng)該怎樣調(diào)整包絡(luò)檢波器？如果出現(xiàn)底部切割失真，應(yīng)該怎樣調(diào)整包絡(luò)檢波器？復(fù)習(xí)與提問混頻原理混頻干擾減小或避免混頻干擾的措施混頻電路晶體管混頻電路二極管混頻電路模擬乘法器混頻電路

在通信接收機(jī)中,混頻電路的作用在于將不同載頻的高頻已調(diào)波信號變換為同一個固定載頻(一般稱為中頻)的高頻已調(diào)波信號,而保持其調(diào)制規(guī)律不變。6.5混頻超外差式接收機(jī)圖0.2無線模擬發(fā)送、接收系統(tǒng)方框圖圖6.5.1混頻電路原理圖6.5.1混頻原理及特點fsfL|±pfL

±qfs|fL

-fs圖6.5.2普通調(diào)幅信號混頻頻譜圖(a)混頻前；(b)混頻后1.信號和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾|±pfL±qfc|=fI±F例如,當(dāng)fc=931kHz,fL=1396kHz,fI=465kHz時,對應(yīng)于p=1,q=2的組合頻率分量為:|1396-2×931|=466kHz=465kHz+1kHz(6.5.2)

6.5.2混頻干擾2.一個外來干擾和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾若外來干擾和本振產(chǎn)生的無用組合頻率分量滿足

|±pfL±rfn1|=fI

p、r=0,1,2,…

(6.5.3)1)中頻干擾。2)鏡頻干擾。圖6.5.3鏡頻位置示意圖3.兩個外來干擾和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾

|±fL±rfn1±sfn2|=fI(6.5.4)其中r=1,s=2和r=2,s=1兩個組合頻率分量影響最大,由于r+s=3,故稱為三階互調(diào)干擾。-fn1+2fn2=fc2fn1-fn2=fc(6.5.5)交調(diào)干擾有兩個特點:

一是當(dāng)信號消失,即us=0,則它也消失； 二是能否產(chǎn)生交調(diào)干擾與外來干擾的頻率無關(guān),只取決于此外來干擾能否順利通過混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡(luò)。若設(shè)u=us+uL+un,在輸出電流表達(dá)式中,偶次方項均會產(chǎn)生中頻分量,其中四次方項a4u4產(chǎn)生的中頻分量為3a4UsU2nULcos2π(fL-fc)t。4外來干擾和信號、本振產(chǎn)生的交叉調(diào)制干擾5.包絡(luò)失真和強(qiáng)信號阻塞干擾在式(6.5.1)中,若設(shè)u=us+uL,則在輸出電流表達(dá)式中,電壓偶次方項均會產(chǎn)生中頻分量。其中二次方項產(chǎn)生的振幅為a2UsUL,四次方項產(chǎn)生的振幅為 可見,實際中頻分量振幅并非與信號振幅Us成正比。Us越大,失真越嚴(yán)重。因為Us就是已調(diào)波的包絡(luò),所以稱此為包絡(luò)失真。 若Us太大,包絡(luò)失真太嚴(yán)重,使晶體管進(jìn)入飽和區(qū)或截止區(qū),則無法將調(diào)制信號解調(diào)出來,通常稱這種現(xiàn)象為強(qiáng)信號阻塞干擾。6減小或避免混頻干擾的措施從以上分析可知,產(chǎn)生混頻干擾的根本原因是器件的非線性特性。混頻干擾又可分成兩類,一類是由于非線性特性產(chǎn)生了眾多無用組合頻率分量而引起的,另一類是由于非線性特性產(chǎn)生了一些受外來干擾控制或與調(diào)制信號不成線性關(guān)系的有用頻率分量而引起的。針對混頻干擾產(chǎn)生的具體原因,可以采取以下三個方面的措施來減小或避免。圖6.5.4二次混頻接收機(jī)組成方框圖(1)選擇合適的中頻。(2)提高混頻電路之前選頻網(wǎng)絡(luò)的選擇性,減少進(jìn)入混頻電路的外來干擾,這樣可減小交調(diào)干擾和互調(diào)干擾。對于鏡頻可采用陷波電路將它濾掉。(3)采用具有平方律特性的場效應(yīng)管、模擬乘法器或利用平衡抵消原理組成的平衡混頻電路或環(huán)形混頻電路,可以大大減少無用組合頻率分量的數(shù)目,尤其是靠近有用頻譜的無用組合頻率分量,從而降低了各種組合頻率干擾產(chǎn)生的可能性。6.5.3混頻器的性能指標(biāo)混頻器的主要性能指標(biāo)有混頻增益、噪聲系數(shù)、隔離度和兩項線性指標(biāo)。

1.混頻增益混頻增益定義為混頻器輸出中頻信號與輸入信號大小之比，有電壓增益和功率增益兩種，通常用分貝數(shù)表示。

2.噪聲系數(shù)混頻器的噪聲系數(shù)定義為混頻器輸入信噪功率比和輸出中頻信號噪聲功率比的比值，也是用分貝數(shù)表示的。由于混頻器處于接收機(jī)前端，因此要求它的噪聲系數(shù)很小。3.隔離度隔離度是指三個端口（輸入、本振和中頻）相互之間的隔離程度，即本端口的信號功率與其泄漏到另一個端口的功率之比。例如，本振口至輸入口的隔離度定義為

顯然，隔離度應(yīng)越大越好。由于本振功率較大，故本振信號的泄漏更為重要。4.1dB壓縮點功率和三階互調(diào)截點功率

i=a0+a1u+a2u2+a3u3+a4u4+… （6.5.1）理想混頻器輸出的中頻信號振幅應(yīng)該和輸入已調(diào)波信號的振幅成正比，即混頻增益為常數(shù)。 由6.5.2節(jié)關(guān)于包絡(luò)失真的分析可知，式（6.5.1）中二次方項產(chǎn)生這一線性關(guān)系，而四次方項產(chǎn)生的中頻分量振幅與輸入信號振幅Us

的三次方成正比。1dB壓縮點圖理想輸出中頻信號功率線斜率是1實際輸出中頻信號功率線增益壓縮（相當(dāng)于減少了21%）三階互調(diào)截點（ThirdOrderIntermodulationInterceptPoint）三階互調(diào)失真功率線3a4ULU3n/2斜率是3圖6.5.5混頻器線性性能指標(biāo)示意圖

P1dB和IP3數(shù)值大小與器件非線性特性有直接關(guān)系，而且三階互調(diào)失真在各種混頻非線性失真中是較嚴(yán)重的一種，所以這是衡量混頻器線性性能的兩個重要指標(biāo)。顯然，這兩個指標(biāo)數(shù)值越大，表示混頻器的線性工作范圍越寬，線性性能越好。

作為實例，下面給出混頻器MC13143的一些主要性能指標(biāo)。MC13143是由模擬乘法器組成的雙平衡混頻器， 電源電壓：1.8～6.5V， 工作頻帶：直流一直到2.4GHz

輸入P1dB：3.0dBm IIP3：20dBm。 當(dāng)電源電壓為3V，輸入信號頻率為1GHz，功率為-25dBm，本振功率為-50.0dBm，負(fù)載電阻為800Ω時，典型值混頻功率增益為-2.6dB，混頻電壓增益為9.0dB，噪聲系數(shù)為14dB，本振口至輸入口、輸出口的隔離度分別為40dB和33dB。6.5.4混頻電路晶體管混頻電路 優(yōu)點：增益高、噪聲低。缺點：混頻干擾大。場效應(yīng)管混頻電路 由于其平方律特性,受混頻干擾小。二極管平衡和環(huán)行混頻電路 結(jié)構(gòu)簡單,噪聲低,受混頻干擾小,工作頻率高(可達(dá)近千兆赫)。模擬乘法器組成的集成混頻電路 受混頻干擾小,而且調(diào)整容易,輸入信號動態(tài)范圍較大。圖6.5.6晶體管混頻電路原理圖1.晶體管混頻電路us振幅很小,uL振幅較大

iC中含有的組合頻率分量為:|nfL±fc|,n=0,1,2…其中中頻電流分量為:iI=g1Uscos2πfIt,fI=fL-fc(6.5.6)上式中Us是us的振幅,g1是晶體管跨導(dǎo)中的基頻(fL)分量振幅?？闪钍?5.3.2)中n=1,ω1=ωL,對g(t)進(jìn)行積分而求出g1,而跨導(dǎo)

若定義混頻跨導(dǎo),即中頻電流振幅II與輸入信號振幅Us之比,則有:

若L2C2回路總諧振電導(dǎo)為gΣ,則可以求得混頻電壓增益(6.5.7)(6.5.8)圖6.5.7晶體管變頻器

變頻器的優(yōu)點是電路簡單,節(jié)省元器件,缺點是本振頻率容易受信號載頻的牽引,無法兼顧使振蕩與混頻都處于最佳工作狀態(tài),且一般工作頻率不高。例6.4在圖6.5.3所示晶體管混頻電路中,已知本振電壓uL=ULmcosωLt,且uL＞＞us,晶體管轉(zhuǎn)移特性為 ,輸出回路諧振電阻是RΣ,求混頻跨導(dǎo)gc和混頻電壓增益Auc。解：先求時變跨導(dǎo)g(t),然后再根據(jù)式(5.3.2)對g(t)積分,求出g(t)傅里葉展開式中的基波振幅g1,再由式(6.5.7)和(6.5.8)得到gc和Auc。因為所以

將UBB(t)=UBB0+ULmcosωLt代入,得到g1=(2a2+6a3UBB0+12a4U2BB0+3a4U2Lm)ULm由此可求得:圖6.5.8二極管平衡混頻電路原理圖2.二極管混頻電路u1=uL+usu2=uL-us us<<uL故根據(jù)KVL可寫出兩個回路電壓方程分別為i中頻率分量其中中頻電流分量為其中,RD是二極管導(dǎo)通電阻.兩方程相減,得圖6.5.9二極管環(huán)形混頻電路原理圖雙平衡(環(huán)形)混頻電路(6.5.11)所以，通過RL的總電流為i中組合頻率分量

|±(2n-1)ωL±ωc|,n=1,2,3,…。其中中頻電流分量為(6.5.12)

平衡混頻電路與環(huán)形混頻電路輸出的無用組合頻率分量均比晶體管混頻電路少,而環(huán)形電路比平衡電路還要少一個ωc分量,且增益加倍?！纠?.5】在圖例6.5（a）所示二極管平衡電路原理圖中，u1和u2是輸入信號，uo是輸出信號。若采用此電路進(jìn)行普通調(diào)幅、雙邊帶調(diào)幅和同步檢波，u1和u2各應(yīng)該是什么信號？負(fù)載ZL1、ZL2各應(yīng)該采用什么形式元件？試寫出有關(guān)表達(dá)式。圖例6.5解：（1）普通調(diào)幅

u1載波信號, u2是調(diào)制信號，

u2<<

u1

則有u1=Ucmcosωct，

u2=uΩ（t）i1=gD(u1+u2)K1(ωct)i2=gD(u1+u2)K1(ωct-π)所以（2）雙邊帶調(diào)幅

u1是調(diào)制信號, u2是載波信號，

u1<<

u2所以（3）同步檢波

u1是雙邊帶調(diào)幅波,u1=kuΩ（t）cosωct u2是本地載波，u2=Urmcosωct u1<<

u2其中，低頻分量為 ，k是比例系數(shù)。從而， 同理可求得所以

考慮到負(fù)載電壓的反饋作用，上述三種情況下實際輸出要比計算值小。

3.模擬乘法器組成的混頻電路圖6.5.10是由MC1596組成的混頻電路。本振和已調(diào)波信號分別從X、Y通道輸入,中頻信號(9MHz)由⑥腳單端輸出后的π型帶通濾波器中取出。調(diào)節(jié)50kΩ電位器,使①、④腳直流電位差為零。圖6.5.10MC1496組成的混頻電路6.6.1倍頻原理及用途倍頻電路輸出信號的頻率是輸入信號頻率的整數(shù)倍,即倍頻電路可以成倍數(shù)地把信號頻譜搬移到更高的頻段。所以,倍頻電路也是一種線性頻率變換電路。實現(xiàn)倍頻的原理有以下幾種：①利用晶體管等非線性器件產(chǎn)生輸入信號頻率的各次諧波分量,然后用調(diào)諧于n次諧波的帶通濾波器取出n倍頻信號。6.6倍頻②將輸入信號同時輸入模擬乘法器的兩個輸入端進(jìn)行自身線性相乘,則乘法器輸出交流分量就是輸入的二倍頻信號。比如,若輸入是單頻信號,則輸出③利用鎖相倍頻方式進(jìn)行倍頻,在第8章第8.5節(jié)將具體進(jìn)行討論。倍頻電路在通信系統(tǒng)及其它電子系統(tǒng)里均有廣泛的應(yīng)用,以下僅舉幾例:①對振蕩器輸出進(jìn)行倍頻,得到更高的所需振蕩頻率。這樣,一則可以降低主振的振蕩頻率,有利于提高頻率穩(wěn)定度;二則可以大大提高晶振的實際輸出頻率,因為晶體受條件的限制不可能做到很高頻率(在第4章對此已有討論)。②在調(diào)頻發(fā)射系統(tǒng)里使用倍頻電路和混頻電路可以擴(kuò)展調(diào)頻信號的最大線性頻偏,在第7章第7.3節(jié)將會具體討論這一點。③采用幾個不同的倍頻電路對同一個振蕩器輸出進(jìn)行倍頻,可以得到幾個不同頻率的輸出信號。④在頻率合成器里,倍頻電路是不可缺少的組成部分。在第8章第8.5節(jié)將會談到這一點。6.6.2晶體管倍頻器晶體管倍頻器的電路結(jié)構(gòu)與晶體管丙類諧振功率放大器基本相同,區(qū)別在于后者諧振回路的中心頻率與輸入信號中心頻率相同,而前者諧振回路的中心頻率調(diào)諧為輸入信號頻率或中心頻率的n倍,n為正整數(shù)。晶體管倍頻器有以下幾個特點：

1)倍頻數(shù)n一般不超過3～4,且應(yīng)根據(jù)倍頻數(shù)選擇最佳的導(dǎo)通角。根據(jù)第3章第3.2節(jié)對諧振功放的分析表明,若集電極最大瞬時電流ICm確定,則集電極電流中第n次諧波分量Icnm與尖頂余弦脈沖的分解系數(shù)αn(θ