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文檔簡介
10/100M以太網(wǎng)板級電容耦合應(yīng)用淺談〔摘要〕本文主要討論了基于BCM以太網(wǎng)套片的板級電容耦合應(yīng)用,。通過對于耦合電容的參數(shù)選擇展開了對電容耦合技術(shù)的探討,對后續(xù)AC耦合應(yīng)用的分析有一定的參考意義?!碴P(guān)鍵詞〕:以太網(wǎng)電容耦合PDJ:Pattern-dependentjitter一前言以太網(wǎng)作為廣泛應(yīng)用的通信網(wǎng)絡(luò)物理層互連技術(shù)的一種,也被系統(tǒng)設(shè)計人員應(yīng)用于板級系統(tǒng)互連。只是在板級應(yīng)用中由低成本磁片電容耦合替代了傳統(tǒng)的網(wǎng)絡(luò)變壓器耦合方式。雖然電容耦合與變壓器耦合都屬于交流耦合應(yīng)用,但電容耦合方式其特殊的阻抗域/頻域的特性使得設(shè)計者必須根據(jù)傳輸信道模型進(jìn)行合理的參數(shù)選擇。本文以下將就基于BCM以太網(wǎng)PHY的板級互連應(yīng)用進(jìn)行討論以及分析。二常用板級互連模式(1)Backplaneconnection,這種模式是基于比較復(fù)雜的分布式控制系統(tǒng),例如通信局端的機架式產(chǎn)品。產(chǎn)品通常由主控母板,一定數(shù)量的通信子板以及背板組成。母板與子板間通過背板的以太網(wǎng)互連一定是點對點的,而且收發(fā)兩方都要進(jìn)行容性隔離以避免DC壓降過大隱患。圖示如下:(2)PCBconnection:這種模式是基于互連的以太網(wǎng)PHY都在同一單板上。三AC耦合電容的參數(shù)選擇為了方便進(jìn)行分析,我們可以將板級以太網(wǎng)交流耦合應(yīng)用回路歸一化等效為RC一階高通電路如下:Figure3:RC耦合電路我們可以發(fā)現(xiàn),在這樣的信道模型中,一段時間內(nèi),如果驅(qū)動器驅(qū)動到線路上為同一碼型,則在這段時間內(nèi),高速互連通道的特性與RC高通特性的完全一致,圖3的C相當(dāng)于圖2中的AC耦合電容,R相當(dāng)于接收器的100ohm終端匹配電阻。同一碼型持續(xù)的時間段中,接收器上接收到的電壓呈指數(shù)級別降低,時間越長,電壓降低越多。假設(shè)驅(qū)動器發(fā)送連“1”碼比特流到線路上,隨著時間的延續(xù),接收器接收到的電壓會逐漸降低,即圖4中的LFDroop(低頻衰減,因為RC電路具有高通濾波特性,所以電路的低頻分量衰減較大),時間越長,LFDroop越大,一旦碼型發(fā)生變化后,比如圖4中改變?yōu)椤?”碼,接收器上的電壓會迅速降低并反相,因為LFDroop的影響,電壓降低的起點會比理想位置低,導(dǎo)致從“1”碼到“0”碼的變化邊沿時刻會比理想位置有所提前,這個與理想位置的偏移量就是由AC耦合所帶來的PDJ(Pattern-dependentjitter)。顯然,高通濾波RC電路的3dB轉(zhuǎn)折頻率點越低,即RC常數(shù)越大,低頻分量通過得越多,LFDroop越小,PDJ就越小,因為R的值固定,所以C越大,PDJ越小,選擇較大的C對抑制PDJ有利。
Figure4:由AC耦合產(chǎn)生的LFDroop和PDJ根據(jù)經(jīng)典的RC一階電壓的階躍響應(yīng)公式設(shè)接收端上的初始電壓(也就是加在R上的初始電壓)為“1”碼和“0”碼電平的中間值0.5VPP,我們可以得到以下公式:其中△V為電壓衰減,假設(shè)電壓的衰減△V/Vpp為5%。有我們可以設(shè)定Tb為一個比特位寬,Ncid為最大容許傳輸?shù)耐粩?shù)據(jù)位,C為AC耦合電容,R為回路阻抗。則RC電路的時間常量τ=RC。根據(jù)上式可以推倒出電容C容量為我們需要求解的是PDJ的值,現(xiàn)在已經(jīng)知道ΔV的值,顯然,如果能找到兩者間的關(guān)系,PDJ的值就迎刃而解了。將圖4中的信號邊緣偏移圖示進(jìn)行局部放大研究,如圖5所示Figure5:PDJ等效計算可以看出,由20%~80%的Tr、0.6VPP和信號上升沿組成的直角三角形與PDJ、ΔV和信號下降沿組成的直角三角形為相似形,于是有:根據(jù)上式就可以計算出PDJ的值,Tr值可以從驅(qū)動器的數(shù)據(jù)手冊中查到,需要注意是20%~80%的上升時間,如果沒有找到Tr的值,可以用下式進(jìn)行估算:BW為所傳輸信號的帶寬,在一階系統(tǒng)中,BW的典型值為60%~100%的數(shù)據(jù)速率。在實際應(yīng)用中,如果僅僅是對PDJ進(jìn)行預(yù)估,建議BW取中間值,即80%的數(shù)據(jù)速率。從以上的分析我們可以知道:隨著連續(xù)不變NRZI碼的長度N增加或交流耦合電容C值減小,系統(tǒng)的碼型相關(guān)抖動PDJ會變大。如對于連續(xù)不變NRZI碼的長度為14的125Mbps的以太網(wǎng)物理層數(shù)據(jù)信號,Tb為8nS,20%~80%的上升時間TR為3nS,R為100ohm,如取C=100nF,則PDJ=27.8pS;如取C=10nF,則PDJ=265pS。對于不同的C,碼型相關(guān)抖動為:電容值
抖動
抖動與單位周期比
性能
1nF
1680pS
21%
差
10nF
265pS
3%
一般
100nF
0.278pS
0.3%
很好當(dāng)然,電容也不是越大越好。從抑制抖動的觀點來看,交流耦合電容C越大,傳輸通道的PDJ越小,系統(tǒng)的性能越好,但是抖動不是唯一需要考慮的問題,而是存在另一個需要考慮的方面,恰恰相反,這個規(guī)則反對使用大的電容,下面詳細(xì)說明這個問題。一個真正的電容器的等效電路除了電容C外還包括一個寄生電阻(ESR,串聯(lián)等效電阻)和一個寄生電感(ESL,串聯(lián)等效電感),實際的電容器是這三個元件的串聯(lián),會存在一個串聯(lián)諧振頻率。在諧振頻率點之下,C起主導(dǎo)作用,電容器表現(xiàn)為電容的特性,隨著頻率上升,阻抗變?。辉谥C振頻率點上,C和ESL的作用完全抵消,電容器表現(xiàn)為電阻的特性,阻抗達(dá)到最小值,其值大小為ESR;在諧振頻率點之上,ESL起主導(dǎo)作用,電容器表現(xiàn)為電感的特性,隨著頻率上升,阻抗變大。也就是說,ESR決定電容器所能達(dá)到的最低阻抗,ESL使得電容器在諧振頻率點之上表現(xiàn)為電感器的特性,失去電容器的作用,且隨著頻率增加,阻抗變大,而理想電容器在高頻時的阻抗趨于零。如圖6所示:Figure6:電容器頻率特性如果考慮實際的電容器在高頻段阻抗會變大的效應(yīng),導(dǎo)致信號的高頻分量衰減變大,同樣會使接收器上接收到的電壓幅值跌落,也會引起信號邊緣發(fā)生相位偏移,引起額外的抖動。電容值越大,高頻阻抗越大,電壓跌落越多,引起的抖動越大,從這一點上來說,希望交流耦合電容越小越好。Figure7:不同頻率電容器頻率/阻抗/插損特性圖7中給出了Murata的5種不同容值的多層陶瓷電容器的阻抗/插損-頻率曲線,可以看出:電容值越小,諧振頻率點越高,電容器的高頻特性越好。電容的諧振頻率點都低于1GHz,對于物理層碼流為125Mbps的以太網(wǎng)互連傳輸系統(tǒng)而言,在5個電容器中,10nF/100nF的電容器在整個頻端的保持最低的阻抗以及插入損耗,性能最好,低頻端的阻抗優(yōu)于1nF和100pF的電容器,高頻段的阻抗優(yōu)于1uF的電容器。盡管一般的多層陶瓷電容器在高數(shù)據(jù)速率的系統(tǒng)中工作時,對外表現(xiàn)出高達(dá)5~10ohm的阻抗,但是對于實現(xiàn)交流耦合的功能而言,仍然能工作得足夠好,高頻下阻抗增大導(dǎo)致的電壓跌落不大(一般<2%),導(dǎo)致的相移也小(一般小于10o),所以完全沒有必要選用特殊的射頻電容器,一般的標(biāo)準(zhǔn)多層陶瓷電容器(陶瓷介質(zhì)可選NPO或X7R)就能滿足要求。
因此,我們在選擇交流耦合電容器的時候,即不能單方面從高通濾波特性考慮選小容量的電容器,也不能單方面從LFDroop的角度考慮選大容量的電容器,應(yīng)綜合考慮電容的高通濾波特性和LFDroop影響,選擇中間值的電容器,基本原則如下:
1
電容器帶來的碼型相關(guān)抖動不超過單位周期的5%;
2
盡量選用小封裝的電容器,小封裝的高頻特性優(yōu)于大封裝的,推薦選用0402封裝;
3
電容器的阻抗在整個低頻段和高頻段都能兼顧,有最低的整體表現(xiàn)阻抗,推薦選用10nF~100nF間的電容。針對我們目前使用的是100M以太網(wǎng)PHY交流耦合設(shè)計,物理層碼流為125Mbps。選用0.1uF(100nF)的瓷片電容就可以滿足要求。四其他原件參數(shù)的選擇所有的電容采用0.1μF,16V,5%Ceramicchip,所有的電阻采用1%,1/10W。需要關(guān)注的是電阻終結(jié)的位置要靠近各自PHY芯片側(cè)。AC耦合電容的位置不是那么重要,但需要保證的是差分線對上電容的位置要一樣。例如“+”走線上的耦合電容在離芯片1英寸的地方,那么“-”走線上的位置也應(yīng)該在同一點。27pF的差分負(fù)載電容起到了帶通濾波的效果,可以幫助PHY內(nèi)部的均衡單元最理想化的效果。五PHY芯片工作模式的設(shè)定及約束(1)在這種應(yīng)用模式下,要求雙方的自協(xié)商是關(guān)閉的。如果打開的話會影響到雙方Link的狀態(tài)。詳見并行檢測。(2)雙方必須強制在100M/Duplex狀態(tài)下,確保雙方工作狀態(tài)的一致。(3)AutoMDIX功能關(guān)閉的,確保TD+/-總是對應(yīng)發(fā)射機,而RD+/-總是對應(yīng)接收機。以保證端接偏置以及電壓對于設(shè)定的PHY保持一致。六信號測試分析Figure8:信號分析通過BCM原廠進(jìn)行的96inchesPCBTrace(100Ω差分阻抗)的板級信號驗證實驗可以看到,在以上的參數(shù)配置下,發(fā)送端輸出標(biāo)準(zhǔn)的1V差分信號在接收端實際測試值為800mV,其衰減為20Log(0.8/1)=-1.94dB,近似為2dB的信號衰減。可以說能夠滿足當(dāng)前板級應(yīng)用的要求。當(dāng)然,針對不同的目標(biāo)板其信號質(zhì)量如何,系統(tǒng)設(shè)計者可以使用差分探頭進(jìn)行板級以太網(wǎng)信號質(zhì)量測試進(jìn)行驗證。電容耦合技術(shù)在信號電平轉(zhuǎn)換、去除共模誤差以及避免輸入電壓故障的發(fā)生方面有很多的益處,也已經(jīng)被廣泛的用于高速系統(tǒng)互連應(yīng)用。希望以上本文就以太網(wǎng)的板級電容
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