第3章 高頻諧振放大器課件

第3章高頻諧振放大器3.1高頻小信號放大器

3.3高頻功率放大器的原理和特性3.5高頻功率放大器的實際線路3.7高效功放、功率合成與射頻模塊放大器

3.1高頻小信號放大器

高頻小信號諧振放大器的作用：

放大各種無線電設備中的高頻小信號，以便作進一步的變換和處理。小信號主要是強調輸入信號電平較低，放大器工作在它的線性范圍。

高頻小信號放大器的分類：按頻帶寬度可以分為窄帶放大器和寬帶放大器。通常被放大的信號是窄帶信號，比如說信號帶寬只有中心頻率的百分之幾，甚至千分之幾，因此，高頻小信號放大器的基本類型是窄帶放大器。頻帶放大器是以各種選頻電路作負載，兼具阻抗變換和選頻濾波的功能。按有源器件可以分為以分立元件為主的高頻放大器和以集成電路為主的集中選頻放大器。以分立元件為主的高頻放大器，由于單個晶體管的最高工作頻率可以很高，線路也較簡單，目前應用仍很廣泛。集成高頻放大器由高頻或寬帶集成放大器和選頻電路(主要是集中濾波器)組成，它具有增益高、性能穩(wěn)定、調整簡單等優(yōu)點，在高頻電路中的應用也越來越多。

對高頻小信號放大器的要求是：

(1)增益要高，也就是放大量要大。例如，用于各種接收機中的中頻放大器，其電壓放大倍數可達104～105，即電壓增益為80～100dB，通常要靠多級放大器才能實現。(2)頻率選擇性要好。選擇性就是描述選擇所需信號和抑制無用信號的能力，這是靠選頻電路完成的，放大器的頻帶寬度和矩形系數是衡量選擇性的兩個重要參數。(3)工作穩(wěn)定可靠。這要求放大器的性能應盡可能地不受溫度、電源電壓等外界因素變化的影響，不產生任何自激。(4)噪聲系數要低。在放大微弱信號的接收機前級放大器中，還要求放大器內部噪聲要小，因為放大器本身的噪聲越低，接收微弱信號的能力就越強。一、高頻小信號諧振放大器的工作原理高頻小信號諧振放大器的電路結構：圖3-1高頻小信號諧振放大器(a)實際線路;(b)交流等效電路直流偏置電路與低頻放大器的電路完全相同，只是電容Cb、Ce對高頻旁路，它們的電容值比低頻中小得多。采用抽頭諧振回路作為放大器負載，對信號頻率諧振，即ω=ω0，完成阻抗匹配和選頻濾波功能。由于輸入的是高頻小信號，放大器工作在A(甲)類狀態(tài)。二、放大器性能分析1．晶體管的高頻等效電路

1）晶體管混合π等效模型

在分析高頻小信放大器時，首先要考慮晶體管在高頻時的等效模型。(1)rb′e是發(fā)射結的結層電阻。當發(fā)射結工作在正偏置時，rb′e的數值比較小。它的大小與發(fā)射極電流IE的關系如下：

(2)Cb′e是發(fā)射結電容。Cb′e包含勢壘電容Cje和擴散電容CDe兩部分，即

Cb′e=CDe+Cje

(3)rb′c是集電結電阻。當集電結工作在反向偏置時，rb′c較大，一般可忽略。(4)Cb′c是集電結等效電容。包含勢壘電容和擴散電容兩部分。

(5)rb′b是基極體電阻,是基區(qū)半導體的電阻。

(6)gm是晶體管等效電流源。gm是晶體管的正向傳輸跨導且

(7)rce是集電極輸出電阻,一般很大。

(8)Cce是集電極與發(fā)射極電容,一般很小。雙極型晶體管共射混合π等效電路可以簡化成下圖。雙極型晶體管共射混合π等效模型簡化模型

2）晶體管的高頻參數

電流放大系數β

共發(fā)射極電路的電流放大系數β與頻率的關系：β0是低頻率時的電流放大系數，β0比1大得多β隨工作頻率的上升而下降截止頻率

截止頻率fβ

當頻率f=fβ時，β下降到，fβ為截止頻率。截止頻率fβ與晶體管rb′e、Cb′e、Cb′c有關。其數學表示式為

特征頻率fT

當|β|=1時對應的頻率稱特征頻率fT。當f>>fβ時，

最高工作頻率fmax

最高工作頻率fmax是雙極型晶體管所能使用的最高工作頻率。當雙極型晶體管的功率增益GP=1時的工作頻率稱為最高工作頻率fmax，表示為

fmax、fT、fβ三個工作頻率之間的關系是：fmax>fT>fβ。

3）晶體管Ｙ參數等效模型

混合π等效模型中各元件的數值不易測量，電路的計算比較麻煩，直接用混合π等效模型分析高頻放大器性能時很不方便。在分析高頻小信號放大器時，采用Ｙ參數等效模型進行分析是比較方便的。利用晶體管的Ｙ參數等效模型進行分析可以不必了解晶體管內部的工作過程。晶體管的Y參數通?？梢杂脙x器測出，有些晶體管的手冊或數據單上也會給出這些參數量一個晶體管可以看成有源四端網絡。取電壓和作為自變量，取電流和作為應變量。得晶體管的Ｙ參數的網絡方程：令，由晶體管的Ｙ參數的網絡方程得Yie是晶體管輸出端短路時的輸入導納。

Yie反映了晶體管放大器輸入電壓對輸入電流的控制作用，其倒數是電路的輸入阻抗。

Yie參數是復數，因此Yie可表示為Yie=gie+jωCie，其中gie、

Cie分別稱為晶體管的輸入電導和輸入電容。Yfe是晶體管輸出端短路時的正向傳輸導納。Yfe反映晶體管輸入電壓對輸出電流的控制作用。在一定條件下可把它看成晶體管混合π等效電路的跨導gm。

令，由晶體管的Y參數的網絡方程得Yre是晶體管輸入端短路時的反向傳輸導納。Yre反映了晶體管輸出電壓對輸入電流的影響，即晶體管內部的反饋作用。Yre對放大器來講是一種有害的影響。在實際應用中應該盡量減小或消除。Yoe是晶體管輸入端短路時的輸出導納。Yoe反映了晶體管輸出電壓對輸出電流的作用，其倒數是電路的輸出阻抗。Yoe是復數，因此，可表示為Yoe=goe+jωCoe。其中goe、Coe分別稱為晶體管的輸出電導和輸出電容。晶體管Y參數等效電路如下圖。圖中Yie、Yoe可用gie、Cie、goe、Coe表示：

Yie=gie+jωCie

Yoe=goe+jωCoe晶體管Ｙ參數等效電路通常Cb′c＜＜Cb′e，共發(fā)射極放大電路混合π等效電路參數和Y參數等效電路近似轉換式如下：2．放大器的性能參數圖3-3是高頻小信號放大器的高頻等效電路：圖3-3高頻小信號放大器的高頻等效電路

忽略管子內部的反饋，即令Yre=0，可得：(3-6a)(3-6b)高頻小信號放大器的主要性能指標：(1)電壓放大倍數K(3-7)(2)輸入導納Yi：式中，第一項為晶體管的輸入導納，第二項是反向傳輸導納Yre引入的輸入導納。(3)輸出導納Yo：(3-9)式中，第一項為晶體管的輸出導納，第二項也與Yre有關。式中，f0為諧振回路的諧振頻率，，L為回路電感，CΣ為回路的總電容，包括回路本身的電容以及Yoe等效到回路中呈現的電容；QL為有載品質因數，QL=1/(ω0LgΣ)，gΣ為回路的總電導，包括回路本身的損耗以及Yoe、RL等效到回路中的損耗。由于圖3-1是一單調諧回路放大器，故其矩形系數Kr0.1仍為9.95。(3-10)(4)通頻帶B0.7與矩形系數Kr0.1：通頻帶B0.7為：三、高頻諧振放大器的穩(wěn)定性1．放大器的穩(wěn)定性

放大器的穩(wěn)定性是指：放大倍數及相移隨信號頻率的變化而變化。影響放大器穩(wěn)定性的原因：晶體管的反向傳輸導納Yre（晶體管集基間電容Cb′c）而引起的。

理論分析：

由于三極管中Yre（Cb′c）的存在，使輸出信號反饋到輸入端，引起輸入電流的變化，如果這個反饋在某個頻率相位上滿足正反饋條件，且足夠大，則會在滿足條件的頻率上產生自激振蕩。分析輸入導納Yi中第二項，即反向傳輸導納Yre引入的輸入導納，記為Yir：忽略忽略將Yoe歸入負載中，并考慮諧振頻率ω0附近情況，有(3-11)當回路諧振時Δω=0，Yir為一電容；當ω>ω0時,Yir的電導為正，是負反饋；當ω<ω0時，Yir的電導為負，是正反饋，這將引起放大器的不穩(wěn)定。圖3-4放大器的頻率特性2．提高放大器穩(wěn)定性的方法為了提高放大器的穩(wěn)定性，通常從兩個方面入手，一是從晶體管本身想辦法，減小其反向傳輸導納Yre，Yre的大小主要取決于Ｃb′c，選擇管子時盡可能選擇Cb′c小的管子，使其容抗增大，反饋作用減弱。二是從電路上設法消除晶體管的反向作用，使它單向化，具體方法有中和法和失配法。中和法是通過在晶體管的輸出端與輸入端之間引入一個附加的外部反饋電路(中和電路)來抵消晶體管內部參數Yre的反饋作用。圖3-5中和電路(a)原理電路;(b)某收音機實際電路Cb′cCb′c

中和條件為：(3-12)由于用來表示晶體管的反饋只是一個近似，而與又只是在回路完全諧振的頻率上才準確反相。因此，中和電路中固定的中和電容Cn只能在某一個頻率點起到完全中和的作用，對其它頻率只能有部分中和作用。另外，如果再考慮到分布參數的作用和溫度變化等因素的影響，則中和電路的效果是很有限的。中和法的特點：忽略失配法通過增大負載導納，進而增大總回路導納，使輸出電路失配，輸出電壓相應減小，對輸入端的影響也就減小，可見，失配法是用犧牲增益來換取電路的穩(wěn)定。為了滿足增益和穩(wěn)定性的要求，常用的失配法是用兩只晶體管按共發(fā)-共基方式連接成一個復合管，如圖3-6所示。圖3-6共發(fā)—共基電路由于共基電路的輸入導納較大，當它和輸出導納較小的共發(fā)電路連接時，相當于增大共發(fā)電路的負載導納而使之失配，從而使共發(fā)晶體管內部反饋減弱，穩(wěn)定性大大提高。共發(fā)電路在負載導納很大的情況下，雖然電壓增益減小，但電流增益仍很大，而共基電路雖然電流增益接近于1，但電壓增益較大，所以二者級聯后，互相補償，電壓增益和電流增益均較大。1．多級單調諧放大器多級單調諧放大器的諧振頻率相同，均為信號的中心頻率。設各級諧振時的電壓放大倍數為K01、K02、…、K0n，則放大器總的電壓放大倍數(3-13)四、多級諧振放大器單振蕩回路的歸一化頻率特性為：(3-14)設多級放大器各回路的帶寬及Q值相同，即α相同，則有n個回路的多級放大器的歸一化頻率特性為(3-15)由此可以計算出多級放大器的帶寬和矩形系數，如表3-1所示。由表3-1可見，隨著n的增加，總帶寬將減小，矩形系數有所改善。2.多級雙調諧放大器采用多級雙調諧放大器可以改善放大器的頻率選擇性，設各級均采用同樣的雙回路，并選擇臨界耦合(耦合因子A=1)?？梢杂嬎愠龆嗉壏糯笃鞯膸捄途匦蜗禂?，如表3-2所示。3．參差調諧放大器（多級）

所謂參差調諧放大器，就是各級的調諧回路和調諧頻率都彼此不同。采用參差調諧放大器的目的是增加放大器總的帶寬，同時又得到邊沿較陡峭的頻率特性。圖3-8是采用單調諧回路和雙調諧回路組成的參差調諧放大器的頻率特性。雙調諧回路采用A>1(如A=2.41)的過臨界耦合，由圖可見，當兩種回路采用不同的品質因數時，總的頻率特性可有較寬的頻帶寬度，帶內特性很平坦，而帶外又有較陡峭的特性，這種多級參差調諧放大器常用于要求帶寬較寬的場合，如電視機的高頻頭常用它。圖3-8參差調諧放大器的頻率特性(a)單、雙回路特性;(b)總特性3.1.5高頻集成放大器高頻集成放大器具有線路簡單、性能穩(wěn)定可靠、調整方便等優(yōu)點，應用也越來越廣泛。高頻集成放大器有兩類：一種是非選頻的高頻集成放大器，主要用于某些不需要選頻功能的設備中，通常以電阻或寬帶高頻變壓器作負載；另一種是選頻放大器，用于需要有選頻功能的場合，如接收機的中放就是它的典型應用。圖3-10集中選頻放大器組成框圖集成選頻放大器一般采用集中濾波器作為選頻電路，如晶體濾波器、陶瓷濾波器或聲表面波濾波器等。圖3-10(a)中，要求集成放大器與集中濾波器之間實現阻抗匹配。這有兩重意義：一是獲得最大的功率輸出；二是可以保證濾波器的頻率特性。當集成放大器的輸出阻抗與濾波器輸入阻抗不相等時，應在兩者間加阻抗轉換電路。圖3-10(b)接法的好處是：當所需放大信號的頻帶以外有強的干擾信號時，不會直接進入集成放大器，避免此干擾信號因放大器的非線性而產生新的不需要干擾。有些集中濾波器本身有較大的衰減放在集成放大器之前，將有用信號減弱，從而使集成放大器中的噪聲對信號的影響加大，使整個放大器的噪聲性能變差。為此，常在濾波器之前加一前置放大器，以補償濾波器的衰減。圖3-11集成高頻放大器應用舉例圖3-11所示為MiniCircuits公司生產的一集成放大器MRA8的應用電路，MRA8是硅單片放大器。在需要進行AGC控制的場合下，可以使用寬帶可變增益的放大器，如AD603，增益范圍為－11dB~+31dB，帶寬為90MHz。3.3高頻功率放大器的原理和特性無論是廣播通信，還是其它通信，發(fā)射機發(fā)射信號都需要有一定的功率。特別是傳送信號的距離越遠，需要的發(fā)送功率越大。在高頻電路中，為使待發(fā)送的高頻信號獲得足夠的功率，需要設置高頻功率放大器。高頻功率放大器有三個主要任務：

①輸出功率要足夠大；

②能量轉換效率高；

③非線性失真小。根據采用的負載不同，高頻功率放大器可分為窄帶功率放大器和寬帶功率放大器兩類。

1、窄帶功率放大器：采用諧振回路作為負載，也稱為諧振功率放大器。

特點：（1）相對頻帶寬度很窄；

（2）工作在丙類狀態(tài)，三極管的通角＜90°；

（3）采用諧振回路作為負載來選頻，濾除非線

性失真。

2、寬帶功率放大器：采用寬帶傳輸線變壓器作為負載。

特點：（1）工作在乙類狀態(tài)，通角≥90°；

（2）采用功率合成方法來提高輸出功率。

放大器的工作狀態(tài)：

甲類工作狀態(tài)（甲類放大器）：整個信號周期三極管均導通，導通角=360°，通角=180°，效率最高50%；

乙類工作狀態(tài)（乙類放大器）：半個信號周期三極管導通，半個信號周期截止，導通角=180°，通角=90°，效率最高78.5%；

丙類工作狀態(tài)（丙類放大器）：三極管的導通時間小于半個信號周期，導通角＜180°，通角＜90°，效率最高90%；

丁類工作狀態(tài)（丁類放大器）：三極管的工作在開關狀態(tài)，即飽和與截止交替工作狀態(tài)。高頻功放的工作頻率很高，但相對頻帶一般很窄，例如調幅廣播電臺的頻帶寬度為9kHz，若中心頻率取900kHz，則相對頻帶寬度僅為1％。因此高頻功放一般都采用選頻網絡作為負載，故也稱為諧振功率放大器。

高頻功率放大器的主要特點：高頻狀態(tài)和大信號非線性狀態(tài)。

高頻功率放大器的分析方法：準線性折線分析法。UBBUCCCbCc一、工作原理圖3-16是一個采用晶體管的高頻功率放大器的原理線路，除電源和偏置電路外，它是由晶體管、諧振回路和輸入回路三部分組成的。圖3-16晶體管高頻功率放大器的原理線路UBB為三極管的基極偏置電壓，要求三極管工作在C類狀態(tài)，則發(fā)射結一般為零偏置或負偏置，即：UBB≤0V。

輸入激勵信號應為大信號，一般在0.5V以上，可達1~2V。晶體管工作在截止和導通(線性放大)兩種狀態(tài)下，基極電流和集電極電流均為高頻脈沖信號。

高頻功放選用LC諧振回路作負載，既保證輸出電壓相對于輸入電壓不失真，還具有阻抗變換的作用。這是因為集電極電流是周期性的高頻脈沖，其頻率分量除了有用分量(基波分量)外，還有諧波分量和其它頻率成份，用諧振回路選出有用分量，將其它無用分量濾除。1．電流、電壓波形設輸入信號為：

ub=Ubcosωt則基極回路電壓為：

ube=UBB+UbcosωtUBBUCCCbCcC類工作時，UBB通常為負值(也可為零或小的正壓)。只有ube大于晶體管發(fā)射結門限電壓時，晶體管才導通，其余時間都截止。因此，基極電流和集電極電流均為周期性脈沖電流，其電流導通角為2θ，它小于π，通常將θ稱為通角，θ

﹤90°。圖3-17集電極電流的波形UBBU'BBUBBUCCCbCcube=UBB+Ubcosωt集電極電流的周期性脈沖可以分解成直流、基波(信號頻率分量)和各次諧波分量，即：

ic=Ic0+Ic1cosωt+Ic2cos2ωt+…+Icncosnωt+…式中α0(θ)、α1(θ)、αn(θ)分別稱為余弦脈沖的直流、基波、n次諧波的分解系數。補充：分解系數的求法：設輸入信號為ub=Ubmcosωt，發(fā)射結電壓為

uBE=UBB+Ubmcosωt,

晶體管折線化后的轉移特性為將uBE=UBB+Ubmcosωt代入上式，可得

iC=G(UBB+Ubmcosωt-Uon)由圖3-13可知，當ωt=θ時，iC=0,代入上式，可求得

0=G(UBB+Ubmcosθ-Uon)cosθ=

θ=arccosiC=GUbm(cosωt-cosθ)

當ωt=0時,將iC=iCmax代入上式，可得

iCmax=GUbm(1-cosθ)

將上兩式相比，可得：

iC=iCmaxiC=G(UBB+Ubmcosωt-Uon)減去0=G(UBB+Ubmcosθ-Uon)可得：是集電極余弦脈沖電流的解析表達式，它取決于脈沖高度iCmax和通角θ。利用傅里葉級數將iC展開

iC=Ic0+Ic1cosωt+Ic2cos2ωt+…+Icncosnωt

=Ic0+IcncosnωtiC=iCmax求得上式中各次諧波分量UBBUCCCbCc放大器的負載為并聯諧振回路，其諧振頻率ω0等于激勵信號頻率ω時，回路對ω頻率呈現一大的諧振阻抗RL，因此式(3-18)中基波分量在回路上產生電壓；對遠離ω的直流和諧波分量2ω、3ω等呈現很小的阻抗，因而輸出電壓很小，幾乎為零。這樣回路輸出的電壓為：uo=uc=Ic1RLcosωt=Uccosωt(3-21)集電極電壓為：uce=UCC－uo=UCC－Uccosωt(3-22)圖3-18C類高頻功放的電流、電壓波形UBBUCC由圖可以看出，當集電極回路調諧時，ubemax、icmax、ucemin是同一時刻出現的，θ越小，ic越集中在ucemin附近，故損耗將減小，效率得到提高。UBBUCCUBBUCCCbCc2．高頻功放的能量關系在集電極電路中，諧振回路得到的高頻功率，即輸出功率P1為：

集電極電源供給的直流輸入功率P0為：P0=IcoUcc

直流輸入功率與集電極輸出高頻功率之差就是集電極損耗功率Pc，即：

Pc=P0－P1

Pc變?yōu)楹纳⒃诰w管集電結中的熱能。為集電極電壓利用系數圖3-19γ、α0(θ)、α1(θ)、α2(θ)、α3(θ)與θ的關系為波形系數

定義集電極效率η為：η是表示能量轉換的一個重要參數。由于ξ≤1，因此，對A類放大器，γ(180°)=1，則η≤50%；B類放大器，γ(90°)=1.57，η≤78.5%；C類放大器，γ>1.57，故η可以更高。要提高效率η，有兩種途徑，一是提高電壓利用系數ξ，即提高Uc，這通?？刻岣呋芈分C振阻抗RL來實現的。另一個是提高波形系數γ，γ與θ有關。由圖3-15可知，θ越小，γ越大，效率η越高，但θ太小時，α1(θ)將降低，輸出功率將下降，如θ=0°時，γ=γmax=2，α1(θ)=0，輸出功率P1也為零，為了兼顧輸出功率P1和效率η，通常選θ在65~75°范圍。二、高頻諧振功率放大器的工作狀態(tài)1．高頻功放的動特性

動特性的概念：動特性是指當加上激勵信號及接上負載阻抗時，晶體管集電極電流ic與uce或

ube的關系曲線，它在ic～uce或ic～ube坐標系統(tǒng)中是一條曲線。

動特性的作圖方法：在高頻功放中是已知ube=UBB+ub和uce=UCC－uc，逐點(以ωt為變量，如由0至π變化)由ube、uce從晶體管輸出特性曲線上找出ic，并連成線，一般不是直線，當晶體管的特性用折線近似時即為直線。UBBUCCCbCc放大器的交流圖解分析(a)輸入回路的工作波形；(b)輸出回路的工作波形圖3-20高頻功放的動特性UBBU'BBUCCUBBUCCCbCc1、取ωt=0，則uBE=UBB+Ub，uCE=UCC－Uc，得到A點；2、取ωt=π/2，uBE=UBB，uCE=UCC，得到Q點；3、取ωt=π，iC=0，uCE=UCC+Uc，得到C點；1、取ωt=0，則uBE=UBB+Ub，uCE=UCC－Uc，得到A點；2、取ωt=π/2，uBE=UBB，uCE=UCC，得到Q點；3、取ωt=π，iC=0，uCE=UCC+Uc，得到C點；連接A、Q兩點，橫軸上方用實線表示，橫軸下方用虛線表示，交橫軸于B點。如果A點進入到飽和區(qū)時，iC將沿臨界飽和線運動。OA—AB—BC連線即為集電極電流的動特性曲線。在A點沒有進入飽和區(qū)時，動特性曲線的斜率為：動特性曲線不僅與RL有關，而且與θ有關。2．高頻功放的工作狀態(tài)UBBUCCCbCc改變輸入信號ub=Ubcosωt的振幅，可改變動態(tài)工作點在動態(tài)工作線AB上的移動范圍。根據動態(tài)工作點的位置不同，諧振功率放大器的工作狀態(tài)分為三種：欠壓狀態(tài)、臨界狀態(tài)、過壓狀態(tài)。

1)欠壓狀態(tài)

Ub較小，即uBEmax也較小，A點落在三極管的放大區(qū)。此時，輸出電壓的幅度Uc較小，UCEmin較大，稱為欠壓狀態(tài)。特點：Uc較小，Uc＜UCC，電源電壓的利用率ξ低，輸出功率Po小，效率低。UBBU'BBUCC

2)臨界狀態(tài)

增大Ub，使交流負載線與uBEmax的交點A正好落在三極管的飽和線上，稱為臨界

狀態(tài)。此時，輸出電

壓的幅度Uc接近UCC，

Uc=UCC–UCEsat。UBBU'BBUCC特點：Uc較大，ξ接近于1，效率高，輸出功率P1大，失真小。

3)過壓狀態(tài)

繼續(xù)增大Ub，使交流負載線與uBEmax的交點A進入飽和區(qū)，使動態(tài)工作點沿OA線移動，稱為過壓狀態(tài)。此時，輸出電壓的幅度Uc更加接近UCC。

特點：Uc幅度大（比臨界狀態(tài)更加接近UCC），iC波形出現下凹，ξ≈1，效率高。但iC波形失真嚴重，IC0、IC1的幅度反而下降，其它諧波分量加大，輸出功率P1也將減小，輸出信號失真加大。圖3-21過壓狀態(tài)的ic波形在欠壓狀態(tài)時，基波電壓幅度較小，電路的功放作用發(fā)揮的不充分；而在過壓時，電流脈沖出現凹陷，集電極電流中的基波分量和平均分量都劇烈下降，并且其它諧波分量明顯加大，這對于高頻功率放大也很不利,通常高頻功率放大器選擇在臨界狀態(tài)工作，可以獲得的輸出功率最大，效率也很高。3.2.3高頻功放的外部特性高頻功放的外部特性是指放大器的性能隨放大器的外部參數變化的規(guī)律，外部參數主要包括放大器的負載RL、激勵電壓Ub、偏置電壓UBB和UCC。1．高頻功放的負載特性負載特性是指只改變負載電阻RL，高頻功放電流、電壓、功率及效率η變化的特性。

在RL較小時，Uc也較小，高頻功放工作在欠壓狀態(tài)。在欠壓狀態(tài)下，RL增加，功率放大器的集電極電流ic的大小和形狀基本不變，電流Ic0、Ic1也基本不變，所以Uc隨RL的增加而增加，近似為正比關系。UBBUCCCbCc圖3-23高頻功放的負載特性由圖3-23的負載特性可以看出高頻功放各種狀態(tài)的特點：臨界狀態(tài)輸出功率最大，效率也較高，通常應選擇在此狀態(tài)工作。過壓狀態(tài)的特點是效率高、損耗小，并且輸出電壓受負載電阻RL的影響小，但輸出功率反而下降。欠壓狀態(tài)時效率低、集電極損耗大，輸出功率小，一般不選擇在此狀態(tài)工作。2．高頻功放的振幅特性高頻功放的振幅特性是指只改變激勵信號振幅Ub時，放大器電流、電壓、功率及效率的變化特性。由于基極回路的電壓ube=UBB+Ubcosωt，因此當UBB不變時(設)，ubemax隨Ub的增加而增加，從而導致icmax和θ的增加。在欠壓狀態(tài)下由于ubemax較小，因而集電極電流ic的最大值icmax與通角θ都較小，ic的面積較小，從中分解出來的Ic0和Ic1都較小。增大Ub，icmax和θ及ic的面積增加，Ic0和Ic1隨之增加。UBBU'BBUCC圖3-20高頻功放的動特性UBBUCCCbCc圖3-24高頻功放的振幅特性當需放大幅度變化的輸入信號時（如調幅波），易選擇在欠壓工作狀態(tài)，但此時失真也很嚴重。當放大等幅信號時，應選擇在過壓工作。3．高頻功放的調制特性高頻功放的調制特性分為基極調制特性和集電極調制特性。1)基極調制特性基極調制特性是指僅改變UBB時，放大器電流、電壓、功率及效率的變化特性。由于基極回路的電壓ube=UBB+Ubcosωt,因此，改變UBB的情況與改變Ub的情況類似。圖3-20高頻功放的動特性UBBU'BBUCCUBBUCCCbCc圖3-25高頻功放的基極調制特性UBB2)集電極調制特性集電極調制特性是指僅改變UCC，放大器電流、電壓、功率及效率的變化特性。圖3-26高頻功放的集電極調制特性UCC在UBB、Ub及RL不變時，動特性曲線將隨UCC的變化左右平移，當UCC由大到小變化時，功放的工作狀態(tài)由欠壓工作狀態(tài)到臨界，再進入到過壓狀態(tài)。要實現振幅調制，就必須使高頻信號振幅Uc與直流電壓(UBB或UCC)成線性關系(或近似線性)，因此在基極調制特性中，則應選擇在欠壓狀態(tài)工作；在集電極調制特性中，應選擇在過壓狀態(tài)工作。在直流電壓UBB(或UCC)上疊加一個較小的信號(調制信號)，并使放大器工作在選定的工作狀態(tài)，則輸出信號的振幅將會隨調制信號的規(guī)律變化，從而完成振幅調制。4．高頻功放的調諧特性（選講）功放的外部電流Ic0、Ic1和電壓Uc等隨回路電容C的變化特性稱為調諧特性，利用這種特性可以指示放大器是否調諧。當回路失諧時，不論是容性失諧還是感性失諧，阻抗ZL的模值要減小，而且會出現一幅角

，工作狀態(tài)將發(fā)生變化。設諧振時功放工作在弱過壓狀態(tài)，當回路失諧后，由于阻抗ZL的模值減小，根據負載特性可知，功放的工作狀態(tài)將向臨界及欠壓狀態(tài)變化，此時Ic0和Ic1要增大，而Uc將下降，如圖3-27所示。由圖可知，可以利用Ic0或Ic1最小，或者利用Uc最大來指示放大器的調諧。通常因Ic0變化明顯，又只用直流電流表，故采用Ic0指示調諧的較多。圖3-27高頻功放的調諧特性UBBUCCCbCc3.5高頻功率放大器的實際線路一、直流饋電線路直流饋電線路包括集電極和基極饋電線路。它應保證在集電極和基極回路能使放大器正常工作，即保證集電極回路電壓uce=UCC－uc和基極回路電壓ube=UBB+ub，以及在回路中集電極電流的直流和基波分量有各自正常的通路。UBBUCCCbCc1．集電極饋電線路圖3-30是集電極饋電線路的兩種形式：串聯饋電線路和并聯饋電線路。圖3-30集電極饋電線路兩種形式(a)串聯饋電;(b)并聯饋電2．基極饋電線路基極饋電線路也有串聯和并聯兩種形式。圖3-27示出了幾種基極饋電形式，基極的負偏壓既可以是外加的，也可以由基極直流電流或發(fā)射極直流電流流過電阻產生。圖3-27基極饋電線路的幾種形式發(fā)射極自給偏壓基極組合偏壓零偏壓二、輸出匹配網絡高頻功放的級與級之間或功放與負載之間是用輸出匹配網絡連接的，一般用雙端口網絡來實現。該雙端口網絡應具有這樣的幾個特點：(1)以保證放大器傳輸到負載的功率最大，即起到阻抗匹配的作用；(2)抑制工作頻率范圍以外的不需要頻率，即有良好的濾波作用；(3)大多數發(fā)射機為波段工作，因此雙端口網絡要適應波段工作的要求，改變工作頻率時調諧要方便，并能在波段內保持較好的匹配和較高的效率等。常用的輸出線路主要有兩種類型：LC匹配網絡和耦合回路。1.LC匹配網絡圖3-33是幾種常用的LC匹配網絡。它們是由兩種不同性質的電抗元件構成的L、T、Π型的雙端口網絡。由于LC元件消耗功率很小，可以高效地傳輸功率。同時，由于它們對頻率的選擇作用，決定了這種電路的窄帶性質。圖3-33幾種常見的LC匹配網絡(a)L型;(b)T型;(c)Π型為了分析方便，首先介紹串、并聯阻抗轉換公式。L型網絡的阻抗變換令XP+XP′=0，即電抗部分抵消，回路兩端呈現純電阻RO，其值為：RO=RP=RL(1+)(3-33a)L型匹配網絡按負載電阻與網絡電抗的并聯或串聯關系，可以分為L-I型網絡(負載電阻Rp與Xp并聯)與L-Π型網絡(負載電阻Rs與Xs串聯)兩種。在負載電阻Rs小于高頻功放要求的最佳負載阻抗RLcr時，采用L-Π型網絡，通過調整Q值，可以將小的Rs變換為大的以獲得阻抗匹配()。在負載電阻Rp大于高頻功放要求的最佳負載阻抗RLcr時，采用L-Ι型網絡，通過調整Q值，可以將大的Rp變換為小的以獲得阻抗匹配()。圖3-36是一超短波輸出放大器的實際電路，它工作于固定頻率。圖中L1、C1、C2構成一Π型匹配網絡，L2是為了抵消天線輸入阻抗中的容抗而設置的。改變C1和C2就可以實現調諧和阻抗匹配的目的。圖3-36一超短波輸出放大器的實際電路四、高頻功放的實際線路舉例圖3-38(a)是工作頻率為50MHz的晶體管諧振功率放大電路，它向50Ω外接負載提供25W功率，功率增益達7dB。這個放大電路基極采用零偏，集電極采用串饋，并由L2、L3、C3、C4組成Π型網絡