D類射頻功率放大器電路

會(huì)計(jì)學(xué)1D類射頻功率放大器電路B、C類射頻功率放大器是通過減小功率管的導(dǎo)通時(shí)間，即減小導(dǎo)通角來提高效率的。但是，的減小是有限度的。因?yàn)闇p小時(shí)，雖效率提高了，但基波振幅Icm卻減小了，從而使輸出功率下降，二者相互制約。從上述分析中可以看出，功率消耗在管子上的原因是集電極電流iC流過功率管時(shí)，功率管集射極間電壓uCE不為零。功率管的管耗PT為（3.2.15）由式（3.2.15）可知，功率管導(dǎo)通期間iC0，若uCE=0，則PT=0。功率管截止期間若uCE0，

iC=0，則同樣有PT=0。管耗PT為零以后，效率就可以達(dá)到100％。第1頁/共31頁D類射頻功率放大器電路的基本設(shè)計(jì)思想是，要求功率管在導(dǎo)通時(shí)，飽和管壓降為零；截止時(shí)，流過功率管的電流為零。顯然，這時(shí)的功率管處于開關(guān)工作狀態(tài)，而A、B、C類射頻功率放大器的功率管處于放大工作狀態(tài)。D類射頻功率放大器可分為電壓型D類放大器和電流型D類放大器兩種形式。電壓型D類放大器的集電極電壓為矩形波。電流型D類放大器的集電極電流為矩形波。晶體管D類射頻功率放大器的典型電路結(jié)構(gòu)和波形如圖3.2.6所示，兩個(gè)性能基本相同的晶體管連接成推挽形式，它們分別由兩個(gè)同名端相反的變壓器激勵(lì)，輸出通過LC串聯(lián)諧振回路接到負(fù)載RL上。第2頁/共31頁第3頁/共31頁第4頁/共31頁與B類推挽功放不同的是，輸入信號(hào)ui為方波形式，功率管導(dǎo)通時(shí)為飽和導(dǎo)通，導(dǎo)通時(shí)管子兩端的電壓為飽和壓降VCES。在輸入信號(hào)ui的作用下，兩管輪流導(dǎo)通。A點(diǎn)的電壓波形和頻率與輸入信號(hào)ui相同，也為方波形式，如圖3.2.6（b）所示，該電路為電壓型D類放大器。A點(diǎn)電壓uA(t)的基波分量uA1(t)為（3.2.16）uA1(t)作為L(zhǎng)CRL串聯(lián)回路的信號(hào)源，LC諧振于輸入信號(hào)的頻率，如果回路的有載Q值足夠大，則負(fù)載電流iL應(yīng)為基波電流。

第5頁/共31頁忽略LC的損耗（設(shè)其空載Q0值很大），則有

（3.2.17）負(fù)載電流iL是由晶體管VT1和VT2分別導(dǎo)通時(shí)的集電極電流iC1和iC2反向合成而得，即iL=iC1iC2。負(fù)載電流iL的幅度ILm與iC1和iC2電流脈沖的幅度相同。放大器輸出到負(fù)載RL上的功率Po為（3.2.18）第6頁/共31頁流過電源VCC的直流電流為晶體管VT1的集電極電流iC1的平均分量，其平均電流Idc為（3.2.19）電源供給功率Pdc為（3.2.20）則集電極效率C為（3.2.21）由式（3.2.21）可以看出，晶體管飽和壓降VCES越小，電源電壓VCC越高，則效率就越高。第7頁/共31頁晶體管D類射頻放大器在應(yīng)用時(shí)有兩個(gè)問題需要注意，一是晶體管的飽和壓降會(huì)隨頻率的升高而增大。另一個(gè)問題是晶體管的開關(guān)時(shí)間。當(dāng)輸入電壓發(fā)生跳變使晶體管導(dǎo)通時(shí)，晶體管的輸出電流iC存在一個(gè)延遲時(shí)間td和上升時(shí)間tr

；而當(dāng)輸入電壓跳變使晶體管截止時(shí)，輸出電流iC存在一個(gè)存儲(chǔ)時(shí)間ts和下降時(shí)間tf。當(dāng)晶體管的這些開關(guān)延遲時(shí)間與信號(hào)的周期相比變得不可忽略，兩只晶體管的輪流導(dǎo)通、截止變得不理想，而且在開關(guān)轉(zhuǎn)換瞬間，可能會(huì)出現(xiàn)同時(shí)導(dǎo)通或同時(shí)截止的現(xiàn)象。這樣，一方面會(huì)增加損耗降低效率，另一方面也會(huì)增大管子損壞機(jī)率。晶體管的開關(guān)時(shí)間限制了D類射頻放大器工作頻率和效率的提高。第8頁/共31頁圖3.2.6中的晶體管也可以采用兩只FET功率管代替，組成FETD類射頻功率放大器電路。功率管可采用N溝道增強(qiáng)型MOS場(chǎng)效應(yīng)管（NEMOSFET），VGS(th)

＞0。對(duì)于功率管NEMOSFET，導(dǎo)通時(shí)漏源極間僅有一個(gè)很小的導(dǎo)通電阻Ron，因此VDS≈0；而截止時(shí)基本上是iD=0，接近理想開關(guān)狀態(tài)。D類射頻功率放大器采用單電源雙管工作時(shí)，由于LC串聯(lián)回路中的電容C不足夠大，很難在VT1截止以后給VT2供電，并促使VT2飽和。若改為雙電源供電，則又增加了電路的復(fù)雜性。同時(shí)，由于功率管極間電容和電路中的分布電容，將使功率管在導(dǎo)通至截止和截止至導(dǎo)通的開關(guān)轉(zhuǎn)換期間uDS（或uCE）和iD（或iC）均不為零，從而使實(shí)際的效率降低。第9頁/共31頁3.2.6E類射頻功率放大器電路E類射頻功率放大器電路的設(shè)計(jì)思想是：①功率管截止時(shí)，使集電極電壓uCE的上升沿延遲到集電極電流iC=0以后才開始；②功率管導(dǎo)通時(shí)，迫使uCE=0以后，才開始出現(xiàn)集電極電流iC，使功率管從導(dǎo)通至截止或從截止至導(dǎo)通的開關(guān)期間，功率管的功耗最小。因此，在圖3.2.7中功率管集電極并聯(lián)一只電容C1，由C1來滿足功率管的開關(guān)要求。圖中L2、C2為串聯(lián)諧振回路，Q值應(yīng)足夠高。集電極扼流圈電感L1應(yīng)足夠大，使流經(jīng)過它的電流ICC恒定。Co為功率管的輸出電容。第10頁/共31頁圖3.2.7采用單管開關(guān)工作的E類射頻功率放大器電路第11頁/共31頁E類射頻功率放大器的輸出功率Po、電源供給功率Pdc、效率和電容C1的數(shù)值，可以用如下經(jīng)驗(yàn)公式計(jì)算，即100％（理想狀態(tài)）

第12頁/共31頁3.2.7射頻功率放大器電路的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)

1．阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的基本要求在射頻功率放大器中，阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)是為了實(shí)現(xiàn)有效的能量傳輸，阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)介于功率管和負(fù)載之間，如圖3.2.8所示。圖中負(fù)載可以是天線網(wǎng)絡(luò)，也可以是后級(jí)功放輸入電路的輸入阻抗。對(duì)阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的基本要求是：①將負(fù)載阻抗變換為與功放管要求相匹配的負(fù)載阻抗，以保證射頻功放管能輸出最大的功率；②能濾除不需要的各次諧波分量，以保證負(fù)載上能獲得所需頻率的射頻功率；③網(wǎng)絡(luò)的功率傳輸效率要盡可能高，即匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗要小。常用的射頻功率放大器匹配網(wǎng)絡(luò)有L型、型和T型，有時(shí)也采用電感耦合匹配網(wǎng)絡(luò)。第13頁/共31頁圖3.2.8阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的連接第14頁/共31頁2．L型匹配網(wǎng)絡(luò)L型匹配網(wǎng)絡(luò)的基本形式如圖3.2.9所示。圖中X1通常為電容元件，而X2則為電感元件。圖3.2.9L型匹配網(wǎng)絡(luò)的基本形式第15頁/共31頁RL到RS的精確匹配只能在特定的頻率f0處實(shí)現(xiàn)，在特定頻率f0處，L型匹配網(wǎng)絡(luò)中各元件的關(guān)系如下，即

這種匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但只適用于RS＞RL的情況。而且，當(dāng)RS和RL給定以后，Qe值也就確定了，因此無法調(diào)整。第16頁/共31頁3．型匹配網(wǎng)絡(luò)型匹配網(wǎng)絡(luò)如圖3.2.10所示。串聯(lián)支路XL為電感元件L，并聯(lián)支路XC1、XC2為電容元件C。圖3.2.10型匹配網(wǎng)絡(luò)第17頁/共31頁在某一特定頻率范圍內(nèi)，可得出型匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)關(guān)系式為在工作頻率較高時(shí)，必須將射頻功率管的輸出電容Co考慮在匹配網(wǎng)絡(luò)內(nèi)。這時(shí)XC1內(nèi)應(yīng)包含Co的容抗，計(jì)算C1值時(shí)也應(yīng)減去Co值。

第18頁/共31頁4．T型匹配網(wǎng)絡(luò)T型匹配網(wǎng)絡(luò)如圖3.2.11所示，三個(gè)電抗元件接成“T”字型結(jié)構(gòu)。圖3.2.11T型匹配網(wǎng)絡(luò)T型網(wǎng)絡(luò)也可以看成兩個(gè)L型網(wǎng)絡(luò)串接組成，但分解時(shí)必須注意到這兩個(gè)L型網(wǎng)絡(luò)的串聯(lián)支路和并聯(lián)支路的電抗必須是異性的，如圖3.2.12所示。

第19頁/共31頁將分解成兩個(gè)L型匹配網(wǎng)絡(luò)串接以后，就可以用L型網(wǎng)絡(luò)的分析方法推導(dǎo)出T型匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)關(guān)系式。通過分析可得到T型匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)關(guān)系式。圖3.2.12T型網(wǎng)絡(luò)的分解

第20頁/共31頁對(duì)圖3.2.12（a）所示網(wǎng)絡(luò)，有第21頁/共31頁對(duì)圖3.2.12（b）網(wǎng)絡(luò)，有上述型和T型匹配網(wǎng)絡(luò)都可以看成L型匹配網(wǎng)絡(luò)的串接組合網(wǎng)絡(luò)，這種L型網(wǎng)絡(luò)既有阻抗變換作用，又有阻抗補(bǔ)償特性，因此被廣泛采用在射頻功率放大器的匹配網(wǎng)絡(luò)中。

第22頁/共31頁5．傳輸線變壓器匹配網(wǎng)絡(luò)（1）傳輸線變壓器結(jié)構(gòu)與等效電路射頻信號(hào)能量在傳輸線中是利用傳輸線的分布電容及導(dǎo)線電感以電磁場(chǎng)的方式進(jìn)行傳輸?shù)?。將傳輸線繞在一個(gè)高導(dǎo)磁率（如鎳鋅100～400）的鐵氧體磁心上，即可構(gòu)成一個(gè)傳輸線變壓器，如圖3.2.13（a）所示。信號(hào)源uS接在傳輸線的始端，負(fù)載RL接在末端。第23頁/共31頁第24頁/共31頁第25頁/共31頁傳輸線變壓器的特性阻抗ZC是由它的結(jié)構(gòu)決定的。當(dāng)負(fù)載電阻RL=ZC時(shí)，傳輸線處于行波狀態(tài)，傳輸線始端的輸入阻抗Ri=ZC。若不計(jì)傳輸線的損耗，則可以忽略沿線傳輸能量的衰減。當(dāng)傳輸線長(zhǎng)度滿足小于1/8波長(zhǎng)的條件時(shí)，可以忽略沿線傳輸相位的變化。在滿足以上條件時(shí)，可以近似認(rèn)為傳輸線變壓器的始端電壓等于終端電壓，即u1=u2；兩傳輸線電流相等，方向相反，即I1=I2，如圖3.2.13（b）所示。傳輸線變壓器在高頻時(shí)以傳輸線的方式傳輸能量，傳輸線變壓器的上限頻率受傳輸線線長(zhǎng)L的限制，應(yīng)滿足，否則應(yīng)考慮傳輸過程中的損耗和相移。第26頁/共31頁（2）傳輸線變壓器的阻抗變換傳輸線變壓器也可以用來進(jìn)行阻抗變換。由于傳輸線變壓器的初、次級(jí)繞組的匝數(shù)是相同的，它不能像普通變壓器那樣通過改變?cè)褦?shù)比來進(jìn)行阻抗變換，只能通過改變線路的接法來實(shí)現(xiàn)一些特定阻抗的變換，常用的阻抗變換形式有1:4與4:1，1:9與9:1，以及1:16與16:1。利用傳輸線變壓器，在信號(hào)源與負(fù)載間實(shí)現(xiàn)4:1阻抗變換的電路如圖3.2.14所示。第27頁/共31頁圖3.2.144:1阻抗變換的電路第28頁/共31頁圖中，傳輸線兩端電壓為u，傳輸線中的電流均為I。在信號(hào)源端，電壓ui=u+uL=2u，電流Ii=I，RS=Rin。在負(fù)載RL端，電壓uL=u，電流IL=2I=2Ii。由此可推出可見，圖3.2.14可實(shí)現(xiàn)信號(hào)源與負(fù)載間的4:1阻抗變換。第29頁