雙反星型整流電路

目錄

大功率可控整流電路第一頁，共41頁。三相半波整流電路電原理與整流波形圖2-25考慮變壓器漏感時的三相半波可控整流電路及波形第二頁，共41頁。大功率可控整流電路

帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

多重化整流電路第三頁，共41頁。帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路的特點：適用于低電壓、大電流的場合多重化整流電路的特點：在采用一樣器件時可到達更大的功率可減少交流側(cè)輸入電流的諧波或進步功率因數(shù)，從而減小對供電電網(wǎng)的干擾。大功率可控整流電路第四頁，共41頁。帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路電解電鍍等工業(yè)中應(yīng)用低電壓大電流〔例如幾十伏，幾千至幾萬安〕可調(diào)直流電源圖2-35帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第五頁，共41頁。電路構(gòu)造的特點變壓器二次側(cè)為兩組匝數(shù)一樣極性相反的繞阻，分別接成兩組三相半波電路。變壓器二次側(cè)兩繞組的極性相反可消除鐵芯的直流磁化。

設(shè)置電感量為Lp的平衡電抗器是為保證兩組三相半波整流電路能同時導(dǎo)電。與三相橋式電路相比，在采用一樣晶閘管的條件下，雙反星形電路的輸出電流可大一倍。圖2-35帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第六頁，共41頁。繞組的極性相反的目的：消除直流磁通勢如何實現(xiàn)？如圖可知，雖然兩組相電流的瞬時值不同，但是平均電流相等而繞組的極性相反，所以直流安匝互相抵消。圖2-36雙反星形電路，=0時兩組整流電壓、電流波形帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第七頁，共41頁。接平衡電抗器的原因：兩個直流電源并聯(lián)時，只有當(dāng)電壓平均值和瞬時值均相等時，才能使負載均流。雙反星形電路中，兩組整流電壓平均值相等，但瞬時值不等。兩個星形的中點n1和n2間的電壓等于ud1和ud2之差。該電壓加在Lp上，產(chǎn)生電流ip，它通過兩組星形自成回路，不流到負載中去，稱為環(huán)流或平衡電流。

考慮到ip后，每組三相半波承擔(dān)的電流分別為Id/2ip。為了使兩組電流盡可能平均分配，一般使Lp值足夠大，以便限制環(huán)流在負載額定電流的1%～2%以內(nèi)。帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第八頁，共41頁。雙反星形電路中如不接平衡電抗器，即成為六相半波整流電路：只能有一個晶閘管導(dǎo)電，其余五管均阻斷，每管最大導(dǎo)通角為60o，平均電流為Id/6。當(dāng)α=0o

時，Ud為U2，比三相半波時的U2略大些。六相半波整流電路因晶閘管導(dǎo)電時間短，變壓器利用率低，極少采用。雙反星形電路與六相半波電路的區(qū)別——有無平衡電抗器。平衡電抗器的作用：使得兩組三相半波整流電路同時導(dǎo)電。對平衡電抗器作用的理解是掌握雙反星形電路原理的關(guān)鍵。帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第九頁，共41頁。由于平衡電抗器的作用使得兩組三相半波整流電路同時導(dǎo)電的原理分析：平衡電抗器Lp承擔(dān)了n1、n2間的電位差，它補償了u’b和ua的電動勢差，使得u’b和ua兩相的晶閘管能同時導(dǎo)電。時，u’b>ua，VT6導(dǎo)通，此電流在流經(jīng)LP時，LP上要感應(yīng)一電動勢up，其方向是要阻止電流增大?？蓪?dǎo)出Lp兩端電壓、整流輸出電壓的數(shù)學(xué)表達式如下：〔2-97〕〔2-98〕圖2-37平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形圖2-38平衡電抗器作用下兩個晶閘管同時導(dǎo)電的情況帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第十頁，共41頁。原理分析(續(xù))：雖然，但由于Lp的平衡作用，使得晶閘管VT6和VT1同時導(dǎo)通。時間推延至u’b與ua的交點時，u’b=ua，。之后u’b<ua，那么流經(jīng)u’b相的電流要減小，但Lp有阻止此電流減小的作用，up的極性反向，Lp仍起平衡的作用，使VT6繼續(xù)導(dǎo)電。

直到u’c>u’b，電流才從VT6換至VT2。此時變成VT1、VT2同時導(dǎo)電。每一組中的每一個晶閘管仍按三相半波的導(dǎo)電規(guī)律而各輪流導(dǎo)電。圖2-37平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形圖2-38平衡電抗器作用下兩個晶閘管同時導(dǎo)電的情況帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第十一頁，共41頁。由上述分析以可得：平衡電抗器中點作為整流電壓輸出的負端，其輸出的整流電壓瞬時值為兩組三相半波整流電壓瞬時值的平均值，見式〔2-98〕，波形如圖2-37a中藍色粗線所示?！?-98〕圖2-37平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第十二頁，共41頁。諧波分析將圖2-36中ud1和ud2的波形用傅氏級數(shù)展開，可得當(dāng)

=0時的ud1、ud2，即由式〔2-97〕和〔2-98〕可得

可見，

ud中的諧波分量比直流分量要小得多，且最低次諧波為六次諧波?！?-99〕〔2-100〕〔2-101〕〔2-102〕帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第十三頁，共41頁。=30、=60和=90時輸出電壓的波形分析需要分析各種控制角時的輸出波形時，可先求出兩組三相半波電路的ud1和ud2波形，然后根據(jù)式〔2-98〕做出波形(ud1+ud2)/2。雙反星形電路的輸出電壓波形與三相半波電路比較，脈動程度減小了，脈動頻率加大一倍，f=300Hz。電感負載情況下，移相范圍是90。假如是電阻負載，移相范圍為120。圖2-39當(dāng)

=30、60、90時，雙反星形電路的輸出電壓波形

帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第十四頁，共41頁。整流電壓平均值與三相半波整流電路的相等，為:UdU2cos將雙反星形電路與三相橋式電路進展比較可得出以下結(jié)論：〔1〕三相橋為兩組三相半波串聯(lián)，而雙反星形為兩組三相半波并聯(lián)，且后者需用平衡電抗器?！?〕當(dāng)U2相等時，雙反星形的Ud是三相橋的1/2，而Id是單相橋的2倍?！?〕兩種電路中，晶閘管的導(dǎo)通及觸發(fā)脈沖的分配關(guān)系一樣，ud和id的波形形狀一樣。帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第十五頁，共41頁。多重化整流電路整流裝置功率進一步加大時，所產(chǎn)生的諧波、無功功率等對電網(wǎng)的干擾也隨之加大，為減輕干擾，可采用多重化整流電路。1.移相多重聯(lián)結(jié)2個三相橋并聯(lián)而成的12脈波整流電路。圖2-40并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)的12脈波整流電路第十六頁，共41頁。移相30構(gòu)成的串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路星形三角形圖2-41移相30串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路

圖2-42移相30串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路電流波形整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形接法構(gòu)成相位相差30、大小相等的兩組電壓，接到互相串聯(lián)的2組整流橋。多重化整流電路第十七頁，共41頁。iA基波幅值Im1和n次諧波幅值Imn分別如下：

即輸入電流諧波次數(shù)為12k±1，其幅值與次數(shù)成反比而降低。該電路的其他特性如下：直流輸出電壓位移因數(shù)cosj1=cosa〔單橋時一樣〕功率因數(shù)l=ncosj1a〔2-103〕〔2-104〕多重化整流電路第十八頁，共41頁。利用變壓器二次繞阻接法的不同，互相錯開20，可將三組橋構(gòu)成串聯(lián)3重聯(lián)結(jié)電路：整流變壓器采用星形三角形組合無法移相20，需采用曲折接法。整流電壓ud在每個電源周期內(nèi)脈動18次，故此電路為18脈波整流電路。交流側(cè)輸入電流諧波更少，為18k±1次〔k=1,2,3…〕，ud的脈動也更小。輸入位移因數(shù)和功率因數(shù)分別為：cosj1=cosaa多重化整流電路第十九頁，共41頁。將整流變壓器的二次繞組移相15，可構(gòu)成串聯(lián)4重聯(lián)結(jié)電路為24脈波整流電路其交流側(cè)輸入電流諧波次為24k±1，k=1，2，3…。輸入位移因數(shù)功率因數(shù)分別為：cosj1=cosaa采用多重聯(lián)結(jié)的方法并不能進步位移因數(shù)，但可使輸入電流諧波大幅減小，從而也可以在一定程度上進步功率因數(shù)。多重化整流電路第二十頁，共41頁。2.多重聯(lián)結(jié)電路的順序控制只對多重整流橋中一個橋的角進展控制，其余各橋的工作狀態(tài)那么根據(jù)需要輸出的整流電壓而定。或者不工作而使該橋輸出直流電壓為零?；蛘?0而使該橋輸出電壓最大。根據(jù)所需總直流輸出電壓從低到高的變化，按順序依次對各橋進展控制，因此被稱為順序控制。并不能降低輸入電流諧波。但是各組橋中只有一組在進展相位控制，其余各組或不工作，或位移因數(shù)為1，因此總功率因數(shù)得以進步。我國電氣機車的整流器大多為這種方式。多重化整流電路第二十一頁，共41頁。

3重晶閘管整流橋順序控制當(dāng)需要的輸出電壓低于三分之一最高電壓時，只對第I組橋的角進展控制，連續(xù)觸發(fā)VT23、VT24、VT33、VT34使其導(dǎo)通，這樣第II、III組橋的輸出電壓就為零。

圖2-43單相串聯(lián)3重聯(lián)結(jié)電路及順序控制時的波形從電流i的波形可以看出，雖然波形并為改善，但其基波分量比電壓的滯后少，因此位移因數(shù)高，從而進步了總的功率因數(shù)。多重化整流電路第二十二頁，共41頁。1．脈沖形成環(huán)節(jié)

控制電壓uco加在V4基極上。

V4、V5——脈沖形成

V7、V8——脈沖放大圖2-54

同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路第二十三頁，共41頁。uco對脈沖的控制作用及脈沖形成：

uco=0時，V4截止。V5飽和導(dǎo)通。V7、V8處于截止狀態(tài)，無脈沖輸出。電容C3充電，充滿后電容兩端電壓接近2E1(30V)。

電容C3放電和反向充電，使V5基極電位，直到ub5>-E1(-15V)，V5又重新導(dǎo)通。使V7、V8截止，輸出脈沖終止。

時，V4導(dǎo)通，A點電位由+E1(+15V)1.0V左右，V5基極電位約-2E1(-30V)，

V5立即截止。V5集電極電壓由-E1(-15V)

到+2.1V，V7、V8導(dǎo)通，輸出觸發(fā)脈沖。

脈沖前沿由V4導(dǎo)通時刻確定，脈沖寬度與反向充電回路時間常數(shù)R11C3有關(guān)。

電路的觸發(fā)脈沖由脈沖變壓器TP二次側(cè)輸出，其一次繞組接在V8集電極電路中。圖2-54

同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路輸出同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路第二十四頁，共41頁。2.鋸齒波的形成和脈沖移相環(huán)節(jié)鋸齒波電壓形成的方案較多，如采用自舉式電路、恒流源電路等；本電路采用恒流源電路。恒流源電路方案，由V1、V2、V3和C2等元件組成

V1、VS、RP2和R3為一恒流源電路圖2-54

同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路第二十五頁，共41頁。

工作原理：V2導(dǎo)通時，因R4很小故C2迅速放電，ub3電位迅速降到零伏附近。V2周期性地通斷，ub3便形成一鋸齒波，同樣ue3也是一個鋸齒波。圖2-54

同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路

V2截止時，恒流源電流I1c對電容C2充電，

調(diào)節(jié)RP2，即改變C2的恒定充電電流I1c，可見RP2是用來調(diào)節(jié)鋸齒波斜率的。

射極跟隨器V3的作用是減小控制回路電流對鋸齒波電壓ub3的影響。第二十六頁，共41頁。'''圖2-55同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路的工作波形工作原理〔續(xù)〕：同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路

加up的目的是為了確定控制電壓uco=0時脈沖的初始相位。M點是V4由截止到導(dǎo)通的轉(zhuǎn)折點，也就是脈沖的前沿。

當(dāng)uco為正值時，b4點的波形由uh+up+uco

確定。假如uco=0，up為負值時，b4點的波形由uh+up確定。V4基極電位由鋸齒波電壓、控制電壓uco、直流偏移電壓up三者作用的疊加所定。圖2-54

同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路第二十七頁，共41頁。三相全控橋時的情況:接感性負載電流連續(xù)時，脈沖初始相位應(yīng)定在=90；假如是可逆系統(tǒng)，需要在整流和逆變狀態(tài)下工作，要求脈沖的移相范圍理論上為180〔由于考慮min和bmin，實際一般為120〕，由于鋸齒波波形兩端的非線性，因此要求鋸齒波的寬度大于180，例如240，此時，令uco=0，調(diào)節(jié)up的大小使產(chǎn)生脈沖的M點移至鋸齒波240的中央〔120處〕，相應(yīng)于=90的位置。如uco為正值，M點就向前移，控制角<90，晶閘管電路處于整流工作狀態(tài)如uco為負值，M點就向后移，控制角>90，晶閘管電路處于逆變狀態(tài)。同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路第二十八頁，共41頁。3.同步環(huán)節(jié)同步——要求觸發(fā)脈沖的頻率與主電路電源的頻率一樣且相位關(guān)系確定。鋸齒波是由開關(guān)V2管來控制的。V2開關(guān)的頻率就是鋸齒波的頻率——由同步變壓器所接的交流電壓決定。V2由導(dǎo)通變截止期間產(chǎn)生鋸齒波——鋸齒波起點根本就是同步電壓由正變負的過零點。V2截止狀態(tài)持續(xù)的時間就是鋸齒波的寬度——取決于充電時間常數(shù)R1C1。同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路第二十九頁，共41頁。4.雙窄脈沖形成環(huán)節(jié)內(nèi)雙脈沖電路V5、V6構(gòu)成“或〞門當(dāng)V5、V6都導(dǎo)通時，V7、V8都截止，沒有脈沖輸出。只要V5、V6有一個截止，都會使V7、V8導(dǎo)通，有脈沖輸出。第一個脈沖由本相觸發(fā)單元的uco對應(yīng)的控制角產(chǎn)生。隔60的第二個脈沖是由滯后60相位的后一相觸發(fā)單元產(chǎn)生〔通過V6〕。三相橋式全控整流電路的情況(自學(xué))同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路第三十頁，共41頁。

集成觸發(fā)器可靠性高，技術(shù)性能好，體積小，功耗低，調(diào)試方便。晶閘管觸發(fā)電路的集成化已逐漸普及，已逐步取代分立式電路目前國內(nèi)常用的有KJ系列和KC系列，下面以KJ系列為例。KJ004

與分立元件的鋸齒波移相觸發(fā)電路相似,分為同步、鋸齒波形成、移相、脈沖形成、脈沖分選及脈沖放大幾個環(huán)節(jié)。圖2-56KJ004電路原理圖第三十一頁，共41頁。完好的三相全控橋觸發(fā)電路3個KJ004集成塊和1個KJ041集成塊，可形成六路雙脈沖，再由六個晶體管進展脈沖放大即可。圖2-57

三相全控橋整流電路的集成觸發(fā)電路

集成觸發(fā)器第三十二頁，共41頁。KJ041內(nèi)部是由12個二極管構(gòu)成的6個或門。也有廠家消費了將圖2-57全部電路集成的集成塊，但目前應(yīng)用還不多。模擬與數(shù)字觸發(fā)電路以上觸發(fā)電路為模擬的，優(yōu)點：構(gòu)造簡單、可靠；缺點：易受電網(wǎng)電壓影響，觸發(fā)脈沖不對稱度較高，可達3~4，精度低。數(shù)字觸發(fā)電路：脈沖對稱度很好，如基于8位單片機的數(shù)字觸發(fā)器精度可達。

集成觸發(fā)器第三十三頁，共41頁。觸發(fā)電路的定相

觸發(fā)電路的定相——觸發(fā)電路應(yīng)保證每個晶閘管觸發(fā)脈沖與施加于晶閘管的交流電壓保持固定、正確的相位關(guān)系。

措施：同步變壓器原邊接入為主電路供電的電網(wǎng)，保證頻率一致。觸發(fā)電路定相的關(guān)鍵是確定同步信號與晶閘管陽極電壓的關(guān)系。圖2-58三相全控橋中同步電壓與主電路電壓關(guān)系示意圖第三十四頁，共41頁。三相橋整流器，采用鋸齒波同步觸發(fā)電路時的情況同步信號負半周的起點對應(yīng)于鋸齒波的起點，通常使鋸齒波的上升段為240，上升段起始的30和終了的30線性度不好，舍去不用，使用中間的180。鋸齒波的中點與同步信號的300位置對應(yīng)。使Ud=0的觸發(fā)角為90。當(dāng)<90時為整流工作，>90時為逆變工作。將=90確定為鋸齒波的中點，鋸齒波向前向后各有90的移相范圍。于是=90與同步電壓的300對應(yīng)，也就是=0與同步電壓的210對應(yīng)。由圖2-58及節(jié)關(guān)于三相橋的介紹可知，=0對應(yīng)于ua的30的位置，那么同步信號的180與ua的0對應(yīng)，說明VT1的同步電壓應(yīng)滯后于ua180。觸發(fā)電路的定相第三十五頁，共41頁。變壓器接法：主電路整流變壓器為D,y-11聯(lián)結(jié)，同步變壓器為D,y-11,5聯(lián)結(jié)。

圖2-59同步變壓器和整流變壓器的接法及矢量圖觸發(fā)電路的定相第三十六頁，共41頁。表2-4三相全控橋各晶閘管的同步電壓〔采用圖2-59變壓器接法時〕晶閘管VT1VT2VT3VT4VT5VT6主電路電壓+ua-uc+ub-ua+uc-ub同步電壓-usa+usc-usb+usa-usc+usb觸發(fā)電路的定相第三十七頁，共41頁。為防止電網(wǎng)電壓波形畸變對觸發(fā)電路產(chǎn)生干擾，可對同步電壓進展R-C濾波