射頻電路設(shè)計(jì)第七章

射頻電路設(shè)計(jì)第七章第一頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日目錄第一章引言第二章傳輸線分析第三章Smith圓圖第四章單端口網(wǎng)絡(luò)和多端口網(wǎng)絡(luò)第五章有源射頻器件模型第六章匹配網(wǎng)絡(luò)和偏置網(wǎng)絡(luò)第七章射頻仿真軟件ADS概況第八章射頻放大器設(shè)計(jì)第九章射頻濾波器設(shè)計(jì)第十章混頻器和振蕩器設(shè)計(jì)第二頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日第七章有源射頻元件7.1二極管模型7.2晶體管模型7.3有源器件的測(cè)量7.4用散射參量表征器件特性第三頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日

對(duì)于具有一定復(fù)雜性的電路設(shè)計(jì)．在實(shí)現(xiàn)之前，都必須模擬為計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)(CAD)程序的一部分，以定量評(píng)估這些電路是否達(dá)到設(shè)計(jì)規(guī)格要求。為此大量的軟件分析包提供了一大批等效電路模型，試圖復(fù)制各種分立元件的電性能*己開(kāi)發(fā)出特殊的電路模型，來(lái)處理一些重要的設(shè)計(jì)上的要求，諸如低頻或高頻工作、線件或非線性系統(tǒng)性能以及正向或反向工作模式等。本章根據(jù)對(duì)二極管、單極和雙極晶體管的適當(dāng)?shù)牡刃щ娐穪?lái)考察幾個(gè)有源器件。從固態(tài)器件物理的基礎(chǔ)知識(shí)自然地導(dǎo)出大信號(hào)(非線性)電路模型。隨后的討論將集中在模型的修改，使其線性化并改善它們?cè)诟哳l下的丁作。考慮到有不同的BJT模型，主要討論在SPLICE，ADS，MMICAD以及其他的模擬工具中得到廣泛的應(yīng)用的如Ebers-Moll和Gummel-Poon模型。經(jīng)常發(fā)生這樣的情況：由于所要求的屯參量很容易超過(guò)40個(gè)獨(dú)立參量，器件的制造商不可能規(guī)定所有的這些電參量．而所謂的SPLICE模型表示是達(dá)不到的。在那種情況下，對(duì)于不同的偏置條件和工作頻率，記錄下S參量以表征其高頻性能。在大多數(shù)情況下，這些j參量可提供給設(shè)計(jì)工程師充分的信息以完成模擬仟?jiǎng)?wù)。第四頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7.1二極管模型7．1．1非線性二極管模型典型的多可調(diào)參量(large-scale)的電路模型以同樣方式處理PN結(jié)和肖特基二極管，如圖7．1所示由肖特基二極管方程的非線性I-V特性可得：式中發(fā)射系數(shù)n被選作為一附加參量，使模型與實(shí)際測(cè)量更趨近于一致。通常這系數(shù)趨近于1.0。圖中C為擴(kuò)放電容Cd和結(jié)(或耗盡層)電容CJ的組合。結(jié)電容：其中m是結(jié)漸變系數(shù)。對(duì)于在6．1．2中所分析的突變結(jié)，此值取0.5。實(shí)際的漸變過(guò)渡情況．0.2≤m≤0.5.當(dāng)外電壓VA超過(guò)閾電壓Vm（通常Vm≈0.5Vdiff(內(nèi)建電壓）)，結(jié)電容近似為如在第6章中指出過(guò)，本式只可應(yīng)用于某些正的外加電壓。擴(kuò)散電容為：得總電壓：第五頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日引入溫度的變化關(guān)系，發(fā)現(xiàn)：熱電壓：VT=KT/q反向飽和電流：7.1二極管模型其中To是一參考溫度，T0＝300K(或270C)。

Pt為反向飽和電流溫度系數(shù)，取3或2(PN結(jié)為3,肖特基二極管為2）。

Wg(T)為帶隙能，當(dāng)溫度上升時(shí)，帶隙減小，使荷電載流子較易于從價(jià)帶轉(zhuǎn)移到導(dǎo)帶。通常設(shè)定T=0K時(shí)為Wg(0),則帶隙能隨溫度做如下調(diào)整：如下表為在SPICE中的一些參量：第六頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7.1二極管模型7．1．2線性二極管模型在實(shí)用的所有的電路條件下，都可用這種非線性模型來(lái)進(jìn)行靜態(tài)和動(dòng)態(tài)分析。但當(dāng)二圾管工作在一特定的DC電壓偏置點(diǎn)上，并且圍繞此點(diǎn)的信號(hào)變化很小的時(shí)侯，還可開(kāi)發(fā)一個(gè)線性或小信號(hào)模型。即通過(guò)在偏置點(diǎn)(或Q點(diǎn))VQ的切線來(lái)近似指數(shù)I-V特性曲線。在Q點(diǎn)的切線斜率是微分電導(dǎo)Gd，可求出如下：線性電路模型如右：微分電容即為偏置點(diǎn)VQ的擴(kuò)散電容第七頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日當(dāng)溫度改變，且偏置電流IQ保持常數(shù)時(shí)，出帶隙能Wg、飽和電流Is都隨溫度變化，偏置電壓也改變。計(jì)算結(jié)果如下表，而相應(yīng)的二極管阻抗的頻率特性如上圖（DC偏置條件影響電容和電阻，從而影響AC特性。）第八頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日多年來(lái)，已經(jīng)開(kāi)發(fā)出一系列大信號(hào)和小信號(hào)雙極和單極晶體管模型。擴(kuò)展到RF-MW頻率和高功率應(yīng)用的需求時(shí)，必須考慮許多重要的二級(jí)效應(yīng)，諸如低電流和高注入現(xiàn)象。故須以改進(jìn)的BJT電路表述。7．2．1大信號(hào)BJT模型靜態(tài)Ebers-Moll模型(最流行的大信號(hào)模型之一),對(duì)于理解基本的模型要求和把它擴(kuò)展到更為復(fù)雜的大信號(hào)模型，以及導(dǎo)出大多數(shù)小信號(hào)模型，它是不可缺少的。圖7．4表示出一般的NPN晶體管連同在所謂注入方案下相關(guān)聯(lián)的Ebers-Moll電路模型。7．2晶體管模型如圖存在在正向和反向極件下連接的兩個(gè)二極管，雙二極管的Ebers-Moll方程取以下形式：二極管電流：反向的集電極和發(fā)射極飽和電流IGS、

IES與飽和電流Is關(guān)系：對(duì)于正向和反向激活模式，電路模型可以簡(jiǎn)化：●正向激活模式(VCE>VCEsat=0.1V,VBE≈

0.7V)：具有基極—發(fā)射極二極管IF導(dǎo)電和基極—集電極二極管處于反向(即VBE<0V)，我們推斷：IR≈

0并且αRIR≈0。這樣，基極—集電極二極管和基極—發(fā)射極電流源可忽略不計(jì)。●反向激活模式(VCE<-0.1V,VBC≈

0.7V。基極—集電極二極管IR導(dǎo)電，而基極—發(fā)射極二極管是反向偏置的(即VBE<0V)，這導(dǎo)致IR≈

0并且αRIR≈0第九頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日?qǐng)D7．5概括了這兩種工作模式，此時(shí)發(fā)射極選為公共參考點(diǎn)。7．2晶體管模型引入基極—發(fā)射極和基極—集電極擴(kuò)散電容(Cde,Cdc)以及二極管結(jié)電容(Cje,Cjc)，可以修改這個(gè)模型以說(shuō)明動(dòng)態(tài)工作情況。這里需要更為復(fù)雜的分析。如：用于說(shuō)明發(fā)射極擴(kuò)散電容的電荷是由存儲(chǔ)在(a)中性發(fā)射極區(qū)、(b)發(fā)射極—基極、(c)集電極—基極空間電荷區(qū)和(d)中性基極區(qū)中的少數(shù)電荷所構(gòu)成。同樣的分析也可用于集電極擴(kuò)散電容。圖7．6顯示出動(dòng)態(tài)的Ebers-Moll單片模型。在RF工作條件下，通過(guò)計(jì)人引線的電阻和電感以及端點(diǎn)之間的寄生電容，可得出改進(jìn)后的模型，如圖7．6(b)所示。第十頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日得到不同形式的模型，電路配置示于圖7.8，并配有基極、集電極和發(fā)射極電阻。圖中分別以Cbe和Cbc表示與基極—發(fā)射極和基極—集電極二極管相關(guān)聯(lián)的擴(kuò)散和結(jié)的復(fù)合電容。7．2晶體管模型第十一頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．2晶體管模型由圖7.8直接導(dǎo)出在正向激活模式下的大信號(hào)BJT模型。這種模式可略去基極—集電極二極管電流，但電容效應(yīng)不可忽略。對(duì)電參量重新命名后，得到如圖7.9的電路，圖中用一等效電流源取代正向偏置二極管。這一模型作為標(biāo)準(zhǔn)BJT的非線性表示在SPICE軟件庫(kù)。Ebers-Moll模型按其原始模型，不能考慮到一系列物理現(xiàn)象。研究表明：βF

和βR與電流有關(guān)，飽和電流Is是受基極—集電極電壓影響的(Early效應(yīng))。這兩種效應(yīng)對(duì)BJT的綜合性能有重要影響。因此對(duì)原始的Ebers-Moll模型進(jìn)行改進(jìn)，最終成為圖7．10所示的Gummel-Poon模型。在這個(gè)模型中，附加有兩個(gè)額外的二極管L1、L2，用于處理與集電極電流有關(guān)的正向和反向電流增益βF

(Ic)和βR(Ic)，第十二頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日?qǐng)D7.11給出一典型的βF曲線。兩個(gè)漏泄二極管LI，L2提供了4個(gè)新的設(shè)計(jì)參量：Is1,nEL，它們是對(duì)于低電流正常模式工作時(shí)，在公式中的兩個(gè)系數(shù)，Is2,ncL

，它們是對(duì)于低電流反向模式工作時(shí)，在公式的兩個(gè)系數(shù)。該Gummel-Poon模型能處理Early效應(yīng)：隨著集電極—發(fā)射極電壓的增高，空間電荷區(qū)開(kāi)始向遠(yuǎn)處擴(kuò)散到基區(qū)，結(jié)果在固定基極電流下使集電極電流有增加。如果對(duì)每條集電極電流作切線(見(jiàn)圖7．12)，則這些切線近似地會(huì)聚在一個(gè)電壓點(diǎn)-VAN上，這稱(chēng)為正向Early效應(yīng)。如果BJT工作在反向激話模式下，結(jié)果在一個(gè)電壓點(diǎn)VBN上，稱(chēng)之為反向Early效應(yīng)。7．2晶體管模型第十三頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日將這兩個(gè)電壓作為附加因素納入到模型中。且列入一個(gè)與電流有關(guān)的基極電阻和一個(gè)分布式基極—集電極結(jié)電容Cjbc。則把靜態(tài)Gummel-Poon模型(如圖7.10所示)轉(zhuǎn)換為包括有二極管電容和Cjbc的動(dòng)態(tài)模型，簡(jiǎn)化為如圖7．13所示的等效電路。7．2晶體管模型這個(gè)電路類(lèi)似于大信號(hào)Ebers-Moll模型(如圖7．9所示)，差別在于：基極電阻RBB’依賴(lài)于電流；集電極電流考慮到Early效應(yīng)，一個(gè)分布式基極—集電極結(jié)電容Cjbc進(jìn)入該模型。

在SPICE中可調(diào)用這兩種BJT模型，對(duì)于Ebers-Moll，要求有26個(gè)電路參量的詳細(xì)說(shuō)明，而對(duì)于Gummel-Poon，則要求多達(dá)41個(gè)電路參量。通常，BJT制造商只給出測(cè)量到的S參量，而不是一般適用的SPICE模型參量。這就要求電路設(shè)計(jì)工程師對(duì)這些數(shù)據(jù)進(jìn)行插值，以得到晶體管在特定工作條件下的數(shù)據(jù)。由圖7．13直接可見(jiàn)，在端點(diǎn)B’-C’-E’內(nèi)，這一模型在其最簡(jiǎn)單形式下化為靜態(tài)情況，而在略去集電極—發(fā)射極電阻下則成為我們熟悉的低頻晶體管模型。第十四頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．2．2小信號(hào)BJT模型

現(xiàn)在從大信號(hào)Ebers-Moll方程導(dǎo)出在正向激活模式下的小信號(hào)模型。為此，將大信號(hào)模型(如圖7．9所示)轉(zhuǎn)化為如圖7.14中的線性混合π模型。7．2晶體管模型

由圖可見(jiàn)：基極—發(fā)射極二極管被一小信號(hào)二極管模型所取代，而集電極電流源被一電壓控制的電流源所代替。并在反饋電容Cμ上并聯(lián)一電阻rμ使模型更加趨于實(shí)際。對(duì)此模型直接建立小信號(hào)電路參量，通過(guò)在偏置點(diǎn)(或Q點(diǎn))附近對(duì)輸入電壓VBE和輸出電流Ic按小信號(hào)AC電壓νbe和電流ic作展開(kāi)如下：保留線性項(xiàng)得：小信號(hào)集電極電流工作點(diǎn)小電流增益：其中跨導(dǎo):輸入電阻：輸出電導(dǎo)：式中包括了Early效應(yīng)。由于耗盡層長(zhǎng)度擴(kuò)增到了基極，這也稱(chēng)之為基極寬度調(diào)制。輸出電流用輸入電壓表示為：第十五頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日附加的小信號(hào)BJT模型經(jīng)常被展開(kāi)成另一種以h參量為基礎(chǔ)的網(wǎng)絡(luò)表示，將h參量用到共發(fā)射極結(jié)構(gòu)的BJT上，則得到：得到如圖7.15的一般形式：輸出到輸入的反饋可通過(guò)反向偏置集電極—基極結(jié)電容Ccb(通常其量級(jí)為0.1-o.5pF)和一電阻rcb(其值在幾M?范圍)來(lái)模擬。所以，對(duì)于低頻和中等頻率(直到約50MHz)．這種反饋可忽略掉。而在GHz量級(jí)頻率范圍，它會(huì)極度地影響B(tài)JT工作。如果忽略反饋電阻rbc，將導(dǎo)致高頻電路模型如圖7．16所示。在這圖中還給出了其轉(zhuǎn)換電路，其中原來(lái)的反饋電容Ccb轉(zhuǎn)換成在輸入和輸出兩邊的Miller電容。Miller效應(yīng)可通過(guò)反饋電容的重新分布把輸人端從輸出端去耦，如下例。代表輸出電壓“反饋”到輸入電壓作為部分電壓控制電壓源的響應(yīng)。模擬輸入“前饋”到輸出(或增益)作為部分電流控制電流源的響應(yīng)。第十六頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．2晶體管模型指定：得等效電容:V1=νbe,V2=νce通過(guò)計(jì)算得到與一常數(shù)電壓放大倍數(shù)νce/νbe有關(guān)的等效電容，實(shí)現(xiàn)輸入端從輸出端的去耦。第十七頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．2晶體管模型直接與BJT頻率性能有關(guān)的另一重要因素是短路電流增益hfe(ω)，它隱含著如圖7．18中所示的集電極與發(fā)射極的聯(lián)系。因?yàn)檩敵龆搪乏蚦e＝0則最大頻率和截止頻率：當(dāng)hfe(ω)＝1(0dB)(輸出短路）的頻率為過(guò)渡頻率fT,亦稱(chēng)為增益帶寬乘積。通常β0>>1,Cπ>>Cμ

則正如在第6章中已看到的，這個(gè)頻率與發(fā)射極—集電極等時(shí)延有關(guān)。第十八頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．2晶體管模型最后，討論一個(gè)包括有BJT的設(shè)計(jì)方案，在這方案中貫穿以下步驟：決定偏置條件，確定作為頻率函數(shù)的輸入和輸出阻抗，并把阻抗值轉(zhuǎn)換成相關(guān)的s參量。用于這例題中的晶體管參量歸納在表7．3中。由MATLABroutineex7_4.m提供計(jì)算細(xì)節(jié)。第十九頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．2晶體管模型第二十頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．2晶體管模型第二十一頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．2晶體管模型第二十二頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日正如在圖7．22(b)中看到的，即使發(fā)射極電阻和電感與模型中其他元件值比較時(shí)似乎是可忽略的，其引入?yún)s導(dǎo)致在整個(gè)頻率范圍內(nèi)增益的顯著下降。這再次表明在RF電路中寄生元件的影響。前面展現(xiàn)出從基礎(chǔ)的SPICE模型的己知工作條件來(lái)計(jì)算晶體管小信號(hào)參量的一種方法。即使是只研究了一個(gè)簡(jiǎn)單的拓樸結(jié)構(gòu)，這一方法可直接應(yīng)用于更為復(fù)雜的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，只需把它拆開(kāi)成一組互相聯(lián)系的二端口網(wǎng)絡(luò)即可。7．2晶體管模型第二十三頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．2．3大信號(hào)FET模型

FET比起B(yǎng)JT來(lái)，具有一系列優(yōu)點(diǎn)，但也存在某些缺點(diǎn)。對(duì)特定電路選擇有源器件時(shí)，應(yīng)當(dāng)考慮到以下與FET有關(guān)的優(yōu)點(diǎn)：●表現(xiàn)出較好的溫度性能o●噪音特性一般也是優(yōu)良的?！褫斎胱杩雇ǔＪ呛芨叩?，特別適合用于前置放大器是理想的?！衤O電流與BJT的指數(shù)形式集電圾電流相比，它表現(xiàn)為二次泛函特性(這樣線性較好)?！耦l率上限常常以一顯著的差額超過(guò)BJT的頻率上限?！窆β氏妮^小.

在缺點(diǎn)方面，經(jīng)常提到的有：●具有較小的增益*●由于高的輸入阻抗，較為難于構(gòu)建匹配網(wǎng)絡(luò)?！衽cBJT相比，其功率使用容量偏低.

由于新器件概念和加工的改進(jìn)不斷地影響著晶體管性能的各個(gè)方面的。

7．2晶體管模型第二十四頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日主要對(duì)非絕緣柵FET的模擬，包括MESFET，常稱(chēng)為GaAsFET(英文發(fā)音為gasfet)，和HEMT兩種。兩者都在第6章中討論過(guò)。圖7．23中示有基本的N溝道、耗盡型MESFET模型(帶有負(fù)的閾電壓)連同其轉(zhuǎn)移和輸出特性。在正向(或正常)工作模式下關(guān)鍵的漏極電流方程由6．4節(jié)中所闡明的分析方法得出的線性和飽和兩個(gè)區(qū)域的漏極電流，由此導(dǎo)出FET模型第二十五頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日1、飽和區(qū)（VDS≥VGS-VT0〉0）式(6．94)給出的飽和漏極電流如下：閾電壓VT0和夾斷電壓Vp組合Vd=VT0+Vp代入多項(xiàng)式展開(kāi)，取到二次項(xiàng)得：則傳導(dǎo)參量為：考慮溝道調(diào)制效應(yīng)，得：其中：（第6章定義）2、線性區(qū)（0<VDS≤VGS-VT0）同上分析得：當(dāng)VDS=VGS-VT0即為線性到飽和的過(guò)渡，兩者的漏極電流是等同的。第二十六頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日當(dāng)VDS<0，F(xiàn)ET工作在反向(或逆向)模式（此時(shí)柵極-漏極二極管是負(fù)偏置）。1、反向飽和區(qū)2、反向線性區(qū)只要加上柵極—漏極和柵極—源極電容就可使靜態(tài)FET模型過(guò)渡到動(dòng)態(tài)FET模型，如圖7．24所示。在這個(gè)模型中源極和漏極電阻與源極—柵極和漏極—柵極溝道電阻有關(guān)。在典型情況下因?yàn)闁艠O電流可忽略，通常不含柵極電阻。第二十七頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日表7.4概括了MESFET的SPICE模擬參量：第二十八頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．2．4小信號(hào)FET模型小信號(hào)FET電路可從大信號(hào)FET模型(圖7．24)直接推導(dǎo)出。在這模型中我們簡(jiǎn)單地用7．1節(jié)中導(dǎo)出的小信號(hào)表示來(lái)取代柵極—漏極二極管和柵極—源極二極管。此外，電壓控制的電流源通過(guò)一跨導(dǎo)gm和一并聯(lián)電導(dǎo)g0＝1／rds來(lái)模擬。該模型可用物理器件對(duì)應(yīng)性連接起來(lái)，如圖7．25所示。用二端口Y參量描述：在現(xiàn)實(shí)條件下，輸人導(dǎo)納y11和反饋電導(dǎo)y12都很小，因而可忽略掉。但在高頻條件下，電容不可忽略。則得圖7.26的電路模型：第二十九頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日當(dāng)輸入和輸出去耦時(shí)，對(duì)DC和低頻工作，圖7．26中的模型可簡(jiǎn)化。從漏極方程(7．36)可計(jì)算出正向飽和區(qū)的跨導(dǎo)gm和輸出電導(dǎo)g0：柵極—源極和柵極—漏極電容在確定頻率特性中起著決定性作用。對(duì)于過(guò)渡頻率fT?？紤]短路電流增益，此時(shí)輸入電流IG與輸出電流的大小相等，或具體表示為：對(duì)于低頻FET應(yīng)用，主要是由這些電容所決定的放電時(shí)間嚴(yán)重地限制了FET的頻率響應(yīng)。正如節(jié)決定的溝道渡越時(shí)間限制了在高頻應(yīng)用下FET的工作，見(jiàn)下例。第三十頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日與在節(jié)所討淪的1.5GHz的近似溝通渡越時(shí)間截然不同，此處具有較小的RC時(shí)間常數(shù)。換句話說(shuō)，溝道渡越時(shí)間成為MESFET高速性能的限制因素‘，如果令gm＝G0這是常用的近似公式。第三十一頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．3．1雙極結(jié)晶體管的DC特性用Ebers-Moll方程(7．10)式和(7．11)式進(jìn)行分析，重新表示集電極和基極電流如下：7．3有源器件的測(cè)量要通過(guò)測(cè)量來(lái)確定的待定系數(shù)是Is、βR、βF

。此外，當(dāng)BJT工作在大的VCEl時(shí)，正向和反向Early電壓VAN和VBN也是重要的量。為了把正向和反向電流增益的測(cè)量分開(kāi)，我們采取如圖7．27所示的兩種測(cè)量方案。正向測(cè)量：基極—集電極二極管是短路的(VBC＝o)，把式(7．46)簡(jiǎn)化為：第三十二頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日監(jiān)測(cè)作為VBE函數(shù)的基極和集電極電流，其結(jié)果畫(huà)成曲線示于圖7．28中。兩種電流值都用對(duì)數(shù)畫(huà)出。對(duì)足夠大的VBE

值，上兩式中括號(hào)內(nèi)的指數(shù)項(xiàng)遠(yuǎn)大于1。所以對(duì)兩種電流都得到線性斜率1／VT。從這兩條曲線：1、外推集電極電流，以求得截距l(xiāng)nIs(如圖7．28所示)，從而可得Is。2、從基極電流外推得1nIs-1nβF，由此可確定βF

。從圖7．28可看出：顯然只在很窄的集電極—發(fā)射極電壓范圍內(nèi)電流增益是常數(shù)。而對(duì)于低的和高的電流注入，都發(fā)生顯著的偏離。Early效應(yīng)被表示成集電極電流的線性梯度：3、求出VAN。圖7．12給出Ic隨VCE的變化曲線，對(duì)在飽和區(qū)中的集電極電流曲線求切線，切線的延伸線與VCE軸在第二象限相交，此截距即-VAN。從圖7．12還可看出：對(duì)于不同的基極電流，此截距都是相同的。反向模式參量βR和VBN的確定是通過(guò)集電極與發(fā)射極端口的交換[見(jiàn)圖7．27(b)，方法同上。7．3有源器件的測(cè)量第三十三頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．3．2雙極結(jié)晶體管的AC參量的測(cè)量

AC參量的測(cè)量取決于所涉及的模型和所要求的細(xì)節(jié)，同樣盡量引用大信號(hào)Ebers-Moll或Gummel-Poon電路元件。在此，集中于如圖7.29所示的小信號(hào)、低頻電路模型。這個(gè)模型與表示在圖7．14的混合π模型有聯(lián)系，但沒(méi)有輸出反饋(h12=0）和電阻影響rB≈rE≈rC≈0在正向激活中的Q點(diǎn)，我們可導(dǎo)出與式(7．15)—式(7．20）相一致的以下參量：跨導(dǎo)：輸入電容：輸出電阻：輸出電導(dǎo)：由于存在Early效應(yīng)，集電極電流由Ic＝gmI

B（1+VCE/VAN）給出。選定了正向激活模式，Cπ代表擴(kuò)散電容，并有基極—發(fā)射極二極管的正向渡越時(shí)間τbe。7．3有源器件的測(cè)量第三十四頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日

測(cè)量方案將按以下步驟進(jìn)行：1、●給定結(jié)溫度下的跨導(dǎo)2、●I電流增益3、●輸入電阻是在特定的角頻率下記錄的，由此可求出電容Cπ

。我們可更簡(jiǎn)潔地求出過(guò)渡頻率fT，從而求出Cπ，而不是用記錄輸入阻抗來(lái)間接地確定Cπ。注意到在過(guò)渡頻率fT下，AC電流增益等于1：4、●輸出電阻5、●輸入阻抗由β>>1導(dǎo)出：得用網(wǎng)絡(luò)分析儀，進(jìn)行頻率掃描，直到基極電流等于極電及電流，這樣得到的過(guò)渡頻率代入上式便可求出Cπ7．3有源器件的測(cè)量第三十五頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．3有源器件的測(cè)量第三十六頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日上例可應(yīng)用于低和中等頻率，但當(dāng)頻率達(dá)到1GHz以上時(shí)，情況變得更為復(fù)雜。此時(shí)不能忽略Miller效應(yīng)，必須求助于S參量的測(cè)量。見(jiàn)下例：7．3有源器件的測(cè)量第三十七頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日此例說(shuō)明：一旦頻率超過(guò)100MHz，必須考慮反饋效應(yīng)。許多制造商只憑借S參量特性。利用適當(dāng)?shù)臏y(cè)試固定架或夾具并依靠網(wǎng)絡(luò)分析儀，測(cè)量在一定偏置條件和工作頻率下的S參量，這樣的處理方法大為簡(jiǎn)化了BJT特性的確定。7．3有源器件的測(cè)量第三十八頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日7．3．3場(chǎng)效應(yīng)晶體管參量的測(cè)量

由于GaAsMESFET在許多射頻電路中有突出表現(xiàn)，在此對(duì)它的參量提取做較為密切的考察。對(duì)于HMET，因?yàn)槠潆娐纺Ｐ拖嗤?，所以可以同時(shí)處理這兩種情況。第6章中已導(dǎo)出過(guò)在線性區(qū)的漏極電流的基本方程如下：MESFET和HMET的區(qū)別在于閾電壓的定義：對(duì)于飽和區(qū)：利用式(7．55)，由此作出漏極電流的平方根對(duì)外加?xùn)艠O—源極電壓VGS的變化曲線，就可容易地求出傳導(dǎo)參量β和閾電壓VT0。7．3有源器件的測(cè)量第三十九頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日為得出傳導(dǎo)參量β和閾電壓VT0．一個(gè)MESFET的測(cè)量裝置示于圖7．31中。閾電壓是被間接確定的，通過(guò)設(shè)置兩個(gè)不同的柵極—源極電壓VGS1和VGS2，而保持漏極—源電壓不變，即，使晶體管工作于飽和區(qū)。由兩次測(cè)量的結(jié)果，得出：因?yàn)榧俣系篱L(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)可忽略；因此所測(cè)量的電流接近于由式(7．55)給出的飽和漏極電流代入上式求得β如果選取則可簡(jiǎn)化：7．3有源器件的測(cè)量第四十頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日使用合適的測(cè)試固定架或夾具，并依靠矢量電壓表或網(wǎng)絡(luò)分析儀，記錄與頻率和偏置有關(guān)的4個(gè)S參量，這種測(cè)量極大地簡(jiǎn)化了對(duì)待測(cè)器件(DUT)的特性確定。為了對(duì)基本測(cè)量過(guò)程(也是處于網(wǎng)絡(luò)分析儀的心臟部分)獲得有價(jià)值的通徹理解。首先研究矢量電壓表測(cè)量方法。7．4用散射參量表征器件特性它的一般描述見(jiàn)圖7．32所示，此裝置需要有’個(gè)射頻信號(hào)發(fā)生器、兩個(gè)雙向定向耦合器、晶體管偏置網(wǎng)絡(luò)、實(shí)物晶體管固定支架和可產(chǎn)生短路和通路條件的配套校正元件。圖中的雙向定向耦合器的功能是把人射波與反射波隔離開(kāi)。第四十一頁(yè)，共四十四頁(yè)，2022年，8月28日

實(shí)際的信號(hào)傳播路徑可在圖7．32中觀察到。這里矢量電壓表用信道A和信道B分別記錄來(lái)自有源器件輸入端的入射和反射功率。取其電壓幅值之比得出∣S11∣。為了記錄相位角，重要的是得到一個(gè)合適