反激變換器的原理與設計

第二章反激變換器的原理與設計

2.1電氣隔離型DC/DC變換器的基本類型2.2反激變換器的原理與設計1基于Buck變換器：正激式、雙管正激式、推挽式、半橋式、全橋式等

基于Buck-boost變換器：反激式、雙管反激式等基于Boost變換器：隔離Boost變換器等2.1電氣隔離型DC/DC變換器的基本類型2正激變換器

3正激變換器

電路結(jié)構(gòu)簡單，是中小功率場合常用的拓撲方案必須采取附加復位電路來實現(xiàn)變壓器磁芯磁復位，如有源箝位、RCD箝位、LCD箝位、復位繞組等主功率管的占空比一般都不超過0.54

(a)帶磁復位繞組的正激式

5

(b)RCD箝位正激式

6

(c)有源箝位正激式

7雙管正激式

8雙管正激式

電路結(jié)構(gòu)簡單，適用于中小功率場合不需采取附加復位電路來實現(xiàn)變壓器磁芯磁復位功率管的占空比要小于0.59推挽變換器10推挽變換器電路結(jié)構(gòu)簡單變壓器磁芯雙向磁化電路必須有良好的對稱性，否則容易引起直流偏磁導致磁芯飽和變壓器繞組必須緊密耦合，以減小漏感

11半橋變換器

12半橋變換器

磁芯雙向磁化，利用率高變壓器磁芯不存在直流偏磁現(xiàn)象功率管承受電源電壓，輸入電壓利用率低，適合高壓中功率場合13全橋變換器14磁芯雙向磁化，利用率高易采用軟開關(guān)工作方式適合大功率場合功率器件較多，控制及驅(qū)動較復雜變壓器磁芯存在直流偏磁現(xiàn)象橋臂存在直通可能全橋變換器15反激變換器16反激變換器電路拓撲更為簡潔，易于控制

在中小功率變換場合（200W以下）應用廣泛適合多路輸出場合17圖2-1反激變換器電路

2.2反激變換器的原理與設計182.2.1原理分析圖2-2電感L1和L2的電流波形

19電流連續(xù)模式（CCM）根據(jù)磁通連續(xù)性原理可得

(2-1)設反激變換器輸出功率為Po，變換效率為η，則輸入電流平均值為

(2-2)輸入電流峰值為

(2-3)20電流斷續(xù)模式（DCM）輸入功率和輸出功率分別為

(2-4)

(2-5)若不考慮損耗，可得

(2-6)21輸入電流峰值為

(2-7)22電流臨界連續(xù)模式輸出電壓和輸出電流同時滿足式(2-1)和(2-6)。將式(2-1)代入式(2-6)得

(2-8)當D=0.5時，臨界連續(xù)電流達到最大值：

(2-9)將式(2-9)代入式(2-8)得

(2-10)23

再將式(2-9)代入式(2-6)，得電流斷續(xù)模式下的外特性為

(2-11)24反激變換器的外特性曲線根據(jù)式(2-1)、(2-10)、(2-11)，得到反激變換器外特性曲線。A左邊的曲線（對應于式(2-11)）為DCM模式時外特性，曲線A(對應于式(2-10))為臨界連續(xù)模式時外特性，A右邊的曲線（對應于式(2-1)）為CCM模式時外特性。25圖2-3反激變換器的標幺外特性26

反激變換器的外特性有如下特點：①類電壓源特性：當變換器工作于CCM模式時，輸出電壓與輸出電流的大小無關(guān)，變換器的外特性類似于電壓源特性；②類電流源特性：當變換器工作于DCM模式時，變換器存在很高的非線性內(nèi)阻，變換器具有類似于電流源的特性。27

不同工作模式比較①在輸出同樣功率時，CCM比DCM模式峰值電流小得多，或者說，選用相同電流容量的功率管CCM模式能輸出更大的功率。28②若變換器設計在整個工作狀態(tài)電流連續(xù)，

Ig=Iomin，最小輸出電流為臨界連續(xù)電流，由式（2-8），電感量L1需滿足

（2-12）29

若變換器完全工作于斷續(xù)模式，Ig=Iomax，最大輸出電流為臨界連續(xù)電流，電感量L1為

（2-13）相同輸出功率時，DCM模式比CCM模式電感量小得多，儲能變壓器體積也要小得多。30③如果變換器工作于DCM模式，由負載變化引起的占空比調(diào)節(jié)范圍很大，使調(diào)節(jié)困難，因此DCM模式一般用于負載變化很小且輸出功率小的場合；如果變換器工作在CCM模式，對于輸入電網(wǎng)電壓以及負載的變化只需較小的脈寬變化便能維持輸出電壓Uo的恒定。31④DCM模式時，變壓器副邊整流二極管在原邊功率管再次開通前電流已下降到零，沒有二極管反向恢復問題；

CCM模式時，則存在副邊整流二極管的反向恢復問題。322.2.220W27VDC/+15V(1.0A)、-5V(0.2A)、+5V(0.4A)機內(nèi)穩(wěn)壓電源設計與試驗*設計為DCM模式；*采用電流型控制方式；*功率電路采用RCD箝位反激變換器33設計技術(shù)指標為：①

輸入電壓：18～32VDC②

輸出電壓三組：+15V(1.0A)、–15V(0.2A)、+5V(0.4A)③

輸出電壓紋波:VPP<=150mV④

工作頻率：300kHz⑤

最大占空比：Dmax=0.6⑥

效率：η>75%34電路組成圖2-4基于電流控制RCD箝位反激變換器機內(nèi)穩(wěn)壓電源電路組成35DCM模式反激變換器功率電路設計*變壓器設計1.確定磁芯材質(zhì)和型號選用軟磁鐵氧體R2KBD、罐形磁芯，Bs=5100GS。此時磁芯工作于第二種工作狀態(tài)，取磁芯磁感應強度的變化量△B=1/3BS=1700GS，將TONmax=DmaxTS=2μS、POmax=20W、η=75%、KC=1、Kμ=0.3、j=500A/cm2代入得

(2-14)36選用GU18罐形磁芯，該磁芯的截面積S和窗口面積Q分別為

(2-15)(2-16)(2-17)372繞組計算(1)計算變壓器初級電感量DCM模式，最大輸出功率時電流臨界連續(xù)，所以

(2-18)38根據(jù)(2-19)、(2-20)式，可得磁芯上所開氣隙長度為

(2)計算磁芯上所開氣隙的長度δ

(2-19)

(2-20)

(2-21)39(3)計算原邊繞組匝數(shù)

(2-22)取N1=5匝。40(4)計算匝比，確定各副邊繞組匝數(shù)

(2-23)*UD為輸出整流二極管壓降。同理求得n13=1.6875，n14=1.6875，n15=1.6875，副邊繞組匝數(shù)為N2=N1/n12=5/4.5=1.11，取1匝，n12'=5；N3=N1/n13=5/1.6875=2.96，取3匝，n13'=1.67；N4取3匝，n14'=1.67；N5取3匝，n15'=1.67。41(5)根據(jù)N1來校核原邊電感，并計算各副邊電感

<計算值7.3 (2-25)

(2-26)同理，計算得L3max'=L4max'=L5max'=2.48μH。42(6)計算變壓器原副邊繞組電流有效值變壓器原邊電流峰值為

(2-27)各副邊電流峰值為

(2-28)同理計算得，I3P=6.18A，I4P=1.24A，I5P=1.24A(Io5取0.2A)。43原邊電流有效值為

(2-29)副邊電流有效值為

(2-30)同理計算得I3=2.25A，I4=0.45A，取自饋電繞組N5電流有效值I5=1A。44(7)確定原副邊導線線徑和股數(shù)取j=500A/cm2，根據(jù)S=I/j可得，原副邊導線截面積為S1=0.0044cm2，S2=0.0018cm2，S3=0.0045cm2，S4=0.0009cm2，S5=0.002cm2。選用d=0.23mm的導線，其截面積為0.0415mm2。N1并繞根數(shù)=0.44/0.0415=10.6根，取10根；N2并繞根數(shù)=0.18/0.0415=4.33根，取4根；N3并繞根數(shù)=0.45/0.0415=10.8根，取10根；N4并繞根數(shù)=0.09/0.0415=2.16根，取2根；N5并繞根數(shù)=0.2/0.0415=4.82根，取5根。45(8)校核窗口系數(shù)：

(2-31)(9)參數(shù)測試用RLC電橋測得原邊繞組的電感L1=7.2μH，副邊繞組電感L2=0.29μH，L3=2.48μH，L4=2.48μH，L5=2.48μH，原邊對副邊的漏感Llk=2.2μH。46*功率器件的選擇1.功率開關(guān)管的選擇功率開關(guān)管上承受的電壓應力和電流應力分別為

(2-32)

(2-33)功率管選用IRF530（14A/100V）。472.副邊整流二極管的選擇整流二極管D6承受的電壓應力和電流應力分別為

(2-34)

(2-35)48同理計算得，整流二極管D3、D7、D8承受的電壓和電流應力分別為：UD3=33.78V，ID3,P=1.2A，UD7=33.78V，ID7,P=3.2A，UD8=33.78V，ID8,P=1.2A。因為開關(guān)頻率為300KHz，所以整流二極管D3、D6、D8選用肖特基二極管1N5819（1A/40V）。D7選用肖特基二極管SR506（5A/60V）。二極管D2的作用是阻止啟動時輸入電壓對死負載R4供電，使得電容C2上的電壓迅速上升，從而使UC1843快速啟動，D2也選用1N5819。49*輸出濾波電容的選取