高頻電子線路第6章 振幅調制解調及混頻

第6章振幅調制、解調及混頻

振幅調制信號分析振幅調制電路調幅解調電路混頻電路

混頻器的干擾2/4/20231一、振幅調制信號分析1.振幅調制的概念振幅調制：用調制信號去控制高頻載波的振幅，使其按調制信號的規(guī)律變化，而其它參數(shù)(相位、頻率)不變。調制信號：由原始信號(聲音、數(shù)據(jù)和圖象)轉換成的低頻或視頻模擬信號(數(shù)字的或模擬的)，用uΩ或f(t)表示；載波：未受調制的高頻振蕩信號，常用正弦波，用uc或ic表示；已調波：受調制后的高頻振蕩信號。振幅調制方式：分為三種方式。(1)普通調幅方式：AM；(2)抑制載波的雙邊帶調制(簡稱雙邊帶調制)：DSB-SC(簡稱DSB)；(3)擬制載波的單邊帶調制(簡稱單邊帶調制)：SSB-SC(簡稱SSB)。三種已調波信號稱為：調幅波信號、雙邊帶信號和單邊帶信號。2/4/202322、調幅波(AM)載波電壓：uc=Uccosωct調制電壓：uΩ=UΩcosΩt(ωc>>Ω)調幅波的瞬時振幅：Um(t)=Uc+ΔUc(t)=Uc+kaUΩcosΩt=Uc(1+mcosΩt)

ΔUc(t)：調制電壓uΩ成正比；ka：比例系數(shù)或調制靈敏度，由調制電路決定；m=kaUΩ/Uc：調幅度(調制度)。AM信號表達式：uAM=Um(t)cosωct=Uc(1+mcosΩt)cosωct調幅度的要求：

m≤1為正常調制；

m＞1為過調制，導致信號產生失真，不能正確解調，應當避免出現(xiàn)。2/4/20233

AM調制過程中的信號波形：調制信號為余弦波

注意：圖(e)發(fā)生嚴重失真，無法通過解調恢復出調制信號！2/4/20234連續(xù)譜信號的AM調制：uAM=Uc[1+mf(t)]cosωct，其中f(t)為歸一化調制信號，而且|f(t)|max=1。連續(xù)譜信號的AM已調波又可以表示為：2/4/20235AM信號的產生原理圖：由加法器和乘法器完成。＋×uAMucuΩ常數(shù)(a)＋uAMucuΩ(b)×2/4/20236AM信號的頻譜：(1)單頻AM波：單頻AM波可以用三角函數(shù)展開為2/4/20237

下圖中給出語音調制信號頻譜及其已調信號頻譜.(2)多頻AM波：包含載頻、上邊帶和下邊帶。

帶寬：B=2Fmax，其中Fmax為f(t)的最高頻率。說明：AM調制是把調制信號的頻譜搬移到載頻兩端，但頻譜結構未變，因此這種調制方式屬于頻譜的線性搬移。2/4/20238AM信號的功率：通常指AM波的平均功率(總功率)，包括載波功率和兩個邊帶的平均功率。有時涉及AM波的最大功率和最小功率。假設負載阻抗為RL。以單頻AM波為例討論。2/4/20239說明：AM信號中雖然載波頻率分量不攜帶信息，卻占有2/3以上的功率，效率較低。但由于其設備簡單，占的頻帶窄(相對于調頻)，因此仍然得到廣泛的應用。Pmax決定了高頻諧振功放管的額定輸出功率PH，PH≥Pmax。舉例：100%調制(m=1)，兩個邊頻功率為載波功率的1/2，兩個邊頻功率只占AM調幅波總功率的1/3。當m值減小時，兩者的比值將顯著減小，邊頻功率所占比重更小。2/4/2023102.雙邊帶信號DSB信號的形成：將AM信號中的載波抑制掉就形成了抑制載波的雙邊帶信號(DSB-SC)，簡稱雙邊帶信號(DSB)。雙邊帶信號的表示：uDSB(t)=kf(t)cosωct，k≠0說明:(1).

DSB信號只有上下邊帶，沒有載波分量，因此功率利用較充分；(2).DSB信號的產生原理：僅需要一個模擬乘法器即可?！羥DSBuCf(t)2/4/202311DSB和AM信號比較：(1)包絡不同：AM信號的包絡正比于調制信號f(t)，而DSB信號的包絡則正比于|f(t)|；(2)DSB信號的高頻載波相位在f(t)的零交點處(正負電壓交替處)出現(xiàn)180°的相位躍變；2/4/202312(3)DSB實質上是一個調幅調相信號；uDSB(t)=|f(t)|cos(ωct+φ)其中當f(t)>0時，φ=0；當f(t)<0時，φ=180°；(3)帶寬：B=2Fmax，其中Fmax為f(t)的最高頻率。2/4/2023134、單邊帶信號(SSB)SSB信號形成原理：將DSB信號經(jīng)邊帶濾波器濾除一個邊帶，或者在調制過程中直接將一個邊帶抵消而成。SSB信號可以取DSB中上邊帶，也可以取下邊帶。單頻調制SSB信號：

取上邊帶：uSSB(t)=Ucos(ωc+Ω)t 取下邊帶：uSSB(t)=Ucos(ωc–Ω)t

2/4/202314雙音調制的SSB信號：振幅相等的雙音調制產生的SSB信號2/4/2023152/4/202316連續(xù)頻譜信號調制：(1)“+”代表下邊帶；“?”代表上邊帶(2)f(t)的希爾伯特變換：單頻調制SSB信號的另一種表示：uSSB(t)=Ucos(ωc+Ω)t=UcosΩtcosωct?UsinΩtsinωct上邊帶

uSSB(t)=Ucos(ωc?Ω)t=UcosΩtcosωct+UsinΩtsinωct下邊帶2/4/202317希爾伯特變換的頻域解釋：上式意味著對F(ω)的各頻率分量均移相－π/2！2/4/202318語音調制的DSB信號和SSB信號頻譜比較：(a).DSB頻譜；(b).SSB上邊帶頻譜；(c).SSB下邊帶頻譜2/4/202319SSB信號的特點:(1)SSB信號從本質上講是一種幅度和頻率混合調制；(2)SSB信號所占的帶寬：BSSB=Fmax。說明：SSB信號所占的頻帶比AM和DSB減少了一半，頻帶利用充分，因此目前已成為短波通信的主要調制方式。2/4/202320二、振幅調制電路原理：振幅調制過程屬于頻譜的線性搬移，因此可以利用上一章講的頻譜線性搬移電路來實現(xiàn)振幅調制。要求：調制效率高、調制的線性范圍大、失真小。方式：高電平調制和低電平調制。(1)高電平調制：將調制過程和功率放大過程合二為一，利用高頻功放的調制特性來完成調制，高電平調制主要用于形成AM信號；(2)低電平調制：將調制和功放分開，調制后的信號是低電平信號，需要經(jīng)過功率放大器才能送到天線。AM、DSB、SSB、FM(第七章講)均可以采用這種方式。2/4/2023211.AM調制AM信號可以采用高電平調制和低電平調制。1)高電平調制：分為集電極調幅和基極調幅。(1)集電極調幅：利用高頻功放集電極調制特性，放大器應工作在過壓狀態(tài)，集電極偏置電壓為時變偏置電壓。Ec=Ec0+uΩ，m:由Eco和uΩ的幅度決定。2/4/202322集電極調幅的波形:2/4/202323(2)基極調幅：利用高頻功放基極調制特性，放大器應工作在欠過壓狀態(tài)，基極偏置電壓為時變偏置電壓。2/4/202324基極調幅的波形:2/4/2023252)低電平調制：用第5章的頻譜搬移電路實現(xiàn)低電平AM調制。(1)單二極管電路：u1=uΩ，u2=uc,Uc>>UΩ。2/4/202326(2)單差分對電路：單差分對AM調制器的輸出波形：2/4/202327關于AM調制的說明：(1).高電平AM調制：集電極調幅需要諧振功放工作在過壓狀態(tài)，而基極調幅需要諧振功放在欠壓狀態(tài)，前者優(yōu)點是輸出功率較大，后者優(yōu)點是所需的激勵功率功率較小；(2).二極管AM調制：合理選擇信號的注入位置，可以用二極管平衡電路直接實現(xiàn)AM調制；要想用二極管環(huán)形電路實現(xiàn)AM調制，需要在輸出電壓中再加入載波分量，或者在輸入調制信號中疊加上直流成分；(3).雙差分對AM調制電路：在小信號狀態(tài)下，雙差分對電路就是一個標準的模擬乘法器，要想利用它實現(xiàn)AM調制，也需要在輸出端再加入載頻分量，或者在輸入調制信號中疊加上直流成分。2/4/2023282.DSB調制電路單二極管和單差分對不能產生DSB信號，平衡二極管、環(huán)形二極管和雙差分對電路可實現(xiàn)DSB調制。(1).平衡二極管DSB調制器：u1=uΩ，u2=uc，且Uc>>UΩ。要求：調制線性好，載漏(載波泄露)小，調制效率高，阻抗要匹配。2/4/202329平衡二極管DSB調制器的波形：2/4/202330平衡調制器的一種實際線路：輸出變壓器改為可變電阻器；二極管并聯(lián)電容C2和C3用來平衡二極管反向工作的結電容。電容C1：隔離高頻載波與音頻調制信號，對高頻載波短路。2/4/202331(2)雙平衡二極管的DSB調制器(環(huán)形調制器)：可以進一步減少組合分量，減少濾波器壓力。

在u1=uΩ，u2=uc的情況下，可以實現(xiàn)DSB調制。濾波后輸出電壓：平衡調制器和環(huán)形調制器比較：a.平衡調制器：交換調制信號uΩ和載波信號uc的位置后不能得到DSB信號，只能得到AM信號；b.環(huán)形調制器：交換調制信號uΩ和載波信號uc的位置后同樣得到DSB信號，即調制器與輸入信號的位置無關。2/4/202332雙平衡DSB調制器電路及波形:2/4/202333雙橋構成的環(huán)形調制器：忽略晶體管輸入電阻對平衡調制器的影響。2/4/202334單差分對電路的DSB調制：注意信號的注入方式。雙差分對電路的DSB調制：由于雙差分對電路在小信號狀態(tài)下就是一個標準的模擬乘法器，因此不管載波信號和調制信號怎么注入，均可以實現(xiàn)DSB調制。(3)差分對電路的DSB調制：單差分對和雙差分對電路均可。2/4/202335單差分對DSB調制器的信號波形:2/4/2023363.SSB調制電路主要有濾波法和移相法兩種。(1)濾波法：由二極管平衡調制器和邊帶濾波器組成。二極管平衡調制器：生成DSB信號；邊帶濾波器：從DSB中取出一個邊帶。它是一個帶通濾波器，可以用L、C元件或等效的L、C元件(如石英晶體)組成。目前常用的邊帶濾波器有：機械濾波器、晶體濾波器和陶瓷濾波器。下圖是理想的邊帶濾波器傳輸特性。2/4/202337(2)移相法：移相法可以從SSB信號的表達式來理解。優(yōu)點：省去了邊帶濾波器。缺點：一是兩個平衡調制器輸出DSB信號的幅度應完全相等；二是移相網(wǎng)絡必須對載頻和調制信號均保證精確的π/2相移。2/4/202338提高移相精度的移相法SSB調制器結構：如果調制信號為音頻信號，為了提高相移精度，可以將兩個平衡調制器的調制信號輸入分別產生＋π/4相移和－π/4相移，這樣兩路音頻信號的相位差為π/2。兩路載頻由頻率為4f0的振蕩器經(jīng)四次數(shù)字分頻器得到，載頻的π/2相位差也由分頻器來保證。

2/4/202339(3)濾波法和移相法性能比較a.移相法對平衡調制器的載漏抑制要求較高，但可以在較高的頻率上形成SSB信號；b.濾波法對平衡調制器的載漏擬制要求不高，但由于需要邊帶濾波器，限制了它的最高工作頻率。2/4/202340綜合舉例：P250:習題6-4(c)(d)在圖示的四個電路中，調制信號和載波信號分別為兩個二極管的伏安特性相同，均為從原點出發(fā)，斜率為gD的直線。試問哪些電路能實現(xiàn)雙邊帶調制？在能夠實現(xiàn)雙邊帶調制的電路中，試分析輸出電流的頻率分量。2/4/202341解：(c)由電路圖可得：顯然載波中包含載波頻率的基波分量，因此不能實現(xiàn)DSB調制。2/4/202342(d)由電路圖可得：流過負載電流:由于負載電流中沒有載波頻率和調制信號頻率的組合頻率分量，因此不可能實現(xiàn)DSB調制。2/4/202343三、調幅信號的解調振幅解調的概念：從高頻已調信號中恢復出調制信號的過程稱為解調，又稱為檢波。解調是調制的逆過程。振幅解調原理：屬于頻譜線性搬移，可使用第5章介紹的方法。1.調幅解調方法：包括包絡檢波和同步檢波兩大類。 (1)包絡檢波：解調器輸出電壓與輸入已調波的包絡成正比。包絡檢波器分類：峰值包絡檢波器和平均包絡檢波器。電路組成：非線性電路+低通濾波器。用途：只能用于AM信號的解調。(2)同步檢波：接收端需要一個與發(fā)送端同頻同相的參考載波。兩種同步檢波器：一是乘積型(模擬乘法器+低通濾波器)，二是疊加性(加法器+包絡檢波器)。用途：可適用于AM、DSB、SSB信號的解調。2/4/202344包絡檢波器的原理框圖：2/4/202345同步檢波器的原理框圖：(a)乘積型；(b)疊加型。同步的解釋：接收機的參考載波要與發(fā)射機端載波同步。uc和ur的振幅可以不同，但是頻率和相位必須相同。2/4/2023462二極管峰值包絡檢波器電路組成：二極管峰值包絡檢波器由輸入回路、二極管VD和RC低通濾波器組成。(1)輸入回路：提供信號源，又是末級中放的輸出回路；(2)二極管：由導通電壓小、rD小的鍺管；(3)RC電路：一方面作為檢波器負載，另一方面對高頻電流旁路。因此RC電路應滿足或說明：在這種檢波器里，二極管工作在大信號狀態(tài)，ui>0.5V，信號源、二極管、RC電路串聯(lián)關系。因此稱為串聯(lián)型峰值包絡檢波器。2/4/202347檢波過程：檢波過程實際上就是電容C的充放電過程。(1)充電過程：假定輸入電壓為等幅高頻電壓ui(t)=Um

cosωct。 (2)放電過程：隨著電容上充電電壓的增加，二極管上壓降不斷減少，當uD=ui－uo=0時，二極管開始截止，電容通過電阻R放電。但時間持續(xù)不長，因為RC>>Tc(載波周期)，當uc下降不多時，ui的下一個正半周已經(jīng)到來，當ui>uc時，二極管導通，對電容充電。假設加輸入電壓前ui=0，加上輸入電壓后，ui處于正半周，二極管導通，對電容充電，由于電容C的高頻阻抗很小、rD很小，充電電流很大，ui全部加到二極管兩端；同時電容上的電壓又反作用于二極管，因此uD=ui－uo。2/4/202348(3)動態(tài)平衡狀態(tài)：當二極管導通時電容上積累的電荷量等于截止時釋放的電荷量，檢波器達到了動態(tài)平衡。2/4/202349特點：(1)檢波過程是一個重復的充放電過程；(2)充電快、放電慢：RC>>Tc，rDC<<Tc，因此電容電壓保持在正弦波正半周峰值附近，即Uo≈Um，因此這種檢波器稱為峰值包絡檢波器；(3)二極管電流：平均分量Iav和高頻分量，低通輸出uo=Uav；(4)穩(wěn)態(tài)時二極管電壓電流波形：2/4/202350輸入為AM信號時檢波器的輸出電壓波形圖：輸入為AM波的檢波器輸出電壓：Uo(t)=Uav=Udc+uΩ。說明：Udc可以作為自動增益控制(AGC)電路的控制電壓。2/4/202351輸入為AM信號時，檢波器二極管的電壓及電流波形：2/4/202352包絡檢波器的輸出電路：(a)直接輸出解調輸出的調制信號；(b)輸出直流電壓用來進行自動增益控制(AGC)。2/4/202353性能分析：衡量二極管峰值包絡檢波器的兩個主要性能參數(shù)是傳輸系數(shù)Kd、輸入電阻Ri。(1)傳輸系數(shù)(檢波系數(shù))Kd：Kd是用來描述包絡檢波器對輸入已調信號的解調能力或者效率的物理量。等幅波輸入：us(t)=Umcosωct

Kd=Uo/Um檢波器輸出uo(t)=KdUm

AM波輸入：us(t)=Uc(1+mcosΩt)cosωct

Kd=UΩ/mUc檢波器輸出uo(t)=Kd

Uc(1+mcosΩt)說明：兩種定義方法是完全等價的。2/4/202354Kd的計算：大信號工作，忽略二極管導通電壓，考慮等幅波。2/4/202355(1)Kd由θ決定，即由二極管和R決定，與輸入信號無關；(2)θ越小，Kd越大；(3)理想濾波條件不滿足時，傳輸系數(shù)會小一些。2/4/202356CRisR0LC1Ri(2)輸入阻抗Ri：表征包絡檢波器對前級電路的影響程度。Ri越小，前級回路諧振阻抗越低，導致Q值下降。因此希望Ri要大。小結：Ri由檢波器負載電阻R決定，R越大，對前級影響越小。2/4/202357檢波器的失真：當二極管峰值包絡檢波器的參數(shù)選擇不當時，檢波器輸出波形會產生惰性失真和底部切削失真。(1)惰性失真：由于RC時間常數(shù)太大，電容C對R的放電速度跟不上AM信號的包絡的下降速度，導致二極管若干高頻周期處于截止狀態(tài)，引起的失真。下圖是惰性失真波形。

不產生惰性失真的條件：2/4/202358(2)底部切削失真：又叫負峰切削失真，產生失真后，檢波器的輸出電壓波形負半周的峰值被切削掉。2/4/202359產生失真的原因：由于檢波器的交流、直流負載電阻不一致引起的。在實際的檢波器電路里，還應該加上耦合電容Cg和真正的負載電阻Rg。由于Cg對交流短路，所以有2/4/202360減少交直流負載差別的措施：方法a：將R分解R=R1+R2。方法b：插入高輸入阻抗的射極跟隨器。關于包絡檢波器失真的說明：(1).包絡檢波器的惰性失真和切削失真是由于線性元件(電阻和電容)的選擇不當引起的；(2).包絡檢波器的非線性失真是由非線性器件(二極管)引起。2/4/202361實際檢波電路及元件選擇：以AM收音機的檢波電路為例。(1)電路組成峰值包絡檢波器：二極管，電容C1、C2，電阻R1、R2，以及Cg和Rg。自動增益控制(AGC)濾波電路：R4，C3。2/4/202362(2)檢波電路元器件的選擇：根據(jù)5個原則基本約定：R=R1+R2，C=C1+C2，R1/R2=0.1～0.2，C1=C22/4/202363綜合舉例1：P253習題6-12。振幅檢波器必須有哪幾個組成部分？各部分作用如何？下列各圖(見圖所示)能否檢波？圖中R、C為正常值，二極管為折線特性。2/4/202364綜合舉例2：P254習題6-14。已知包絡檢波電路參數(shù)如下：

C=0.01uF，R=4.7kΩ，Cg=10uF，Rg=10kΩ

us=0.8(1+0.5cosΩt)cosωct(V)，F(xiàn)=5kHz，fc=465kHz，rD=125Ω求Ri、Kd，并檢驗有無惰性失真和底部切削失真。2/4/202365解：Ri=R/2=2.35kΩ2/4/202366VDusCR(a)原理電路3、二極管并聯(lián)峰值包絡檢波器 并聯(lián)包絡檢波器的二極管、負載電阻和信號源是并聯(lián)的，但它的工作原理是一樣的。(1)電壓傳輸系數(shù)Kd：和串聯(lián)峰值包絡檢波器相同。(2)輸入電阻Ri：在并聯(lián)檢波器里，高頻電流能夠通過負載電阻R，因此R要消耗高頻載波功率。2/4/202367二極管并聯(lián)峰值包絡檢波器：實際電路和波形。2/4/2023684．小信號檢波器輸入信號振幅為幾mV~幾十mV。特點：輸出平均電壓ΔUav與輸入電壓振幅Um的平方成正比，故又稱平方律檢波器。應用：在測量儀表及微波檢測中廣泛用作功率指示器；缺點：傳輸系數(shù)Kd和輸入電阻Ri都小，而且還有非線性失真。2/4/2023695、同步檢波器：分乘積型和疊加型(1)乘積型：先考慮完全同步情況2/4/202370參考載波的同步誤差對乘積型同步檢波器的影響：結論1：參考載波的頻率誤差引起檢波器輸出失真。結論2：如果φ為常數(shù)，相位誤差只會引起檢波器輸出幅度衰減；如果φ隨著時間變化，相位誤差將引起檢波器輸出失真。2/4/202371(2)疊加型：考慮單邊帶(上邊帶)已調波包絡檢波器輸出：2/4/202372(3)平衡同步檢波電路：由兩個疊加型同步檢波器組成，可以減少輸出電壓中的非線性失真。

總的輸出：uo=uo1－uo2=2KdUrmcosΩt2/4/202373(4)同步檢波器小結實現(xiàn)同步檢波的關鍵是要產生一個與發(fā)射機載波同頻、同相的本地參考載波。如果發(fā)射機發(fā)送的載波與本地恢復的參考載波存在相位和頻率上的偏差，同步檢波器的輸出信號會產生失真。本地參考載波產生方法：a.分頻法：直接從DSB信號中提??； DSB信號→平方得2fc→二分頻得fcb.導頻法：在發(fā)射機發(fā)射SSB信號時，附加發(fā)射一個功率較低的載波信號，稱為導頻信號。2/4/202374四、混頻器

1、混頻的概念

混頻(又稱為變頻)，是將信號的載頻變換成另外一個頻率。具有這種功能的電路稱為混頻器(或變頻器)?；祛l器具有兩個輸入電壓，頻率分別為fc和fL，輸出信號的頻率fI是兩者的差頻或和頻，fI=fL±fc。因此混頻器在頻域起著減(或加)法器的作用，是頻譜線性搬移的一種應用。2/4/202375超外差接收機：混頻器是基礎，可以獲得高靈敏度和選擇性。輸入信號us：接收到的已調波信號，載波頻率為fc。輸入信號uL：本地載波uL=ULcos2πfLt，fL為本振頻率。輸出信號：載頻變?yōu)橹蓄l頻率fI，但uI仍然是已調波信號?；祛l方式：(1)下變頻：fI=fc－fL，fI<fc；(2)上變頻：fI=fc＋fL，fI>fc。幾種超外差接收機的中頻頻率：(1)調幅收音機：fI=465(455)kHz；(2)調頻收音機：fI=10.7MHz；(3)微波接收機(衛(wèi)星接收機)：fI=70或140MHz；(4)電視接收機：圖象中頻=38MHz，伴音中頻=6.5MHz。2/4/202376混頻電路的實現(xiàn)原理：混頻屬于是頻譜線性搬移，可用線性時變電路和帶通濾波器來完成。理想混頻器：由模擬乘法器和帶通濾波器組成，如果輸入已調信號為us=UscosΩtcosωct和本振電壓為uL=ULcosωLt，那么2/4/202377混頻過程的頻譜變換：2/4/2023782、混頻器的主要性能指標(1)變頻增益:可以用變頻電壓增益和功率增益描述。變頻電壓增益：輸出電壓振幅UI與高頻輸入電壓振幅Us之比。變頻功率電壓增益：物理意義：變頻增益表征了變頻器將高頻信號變換為輸出中頻信號的能力。增大變頻增益，還有利于提高接收機的接收靈敏度。(2)噪聲系數(shù)：

混頻器對接收機整機的噪聲系數(shù)影響比較大，特別是沒有高放級時，影響更大。所以NF越小越好。2/4/202379(3)失真與干擾：失真包括頻率失真和非線性失真。另外還有非線性干擾，包括組合頻率、交叉調制和互調制、阻塞和倒易混頻等干擾。(4)選擇性：指中頻輸出中應該只有接收的有用信號，而不應該有不需要的干擾信號。因此要求中頻輸出回路有良好的選擇性，即回路有理想的諧振曲線(矩形系數(shù)為1)。(5)變頻壓縮(抑制)：在混頻器中，輸出與輸入信號幅度應成線性關系。實際上，由于非線性器件的限制，當輸入信號增加到一定程度時，中頻輸出信號的幅度與輸入不再成線性關系，稱為變頻壓縮。(6)動態(tài)范圍：大的動態(tài)范圍是指輸入信號的變化范圍要大。(7)隔離度：隔離度好，是指信號端口、本振端口與中頻輸出端口的相互泄露要小。(8)穩(wěn)定度：本振頻率的穩(wěn)定度要高。2/4/202380混頻器變頻壓縮示意圖：2/4/2023813、混頻電路(1)晶體三極管混頻器用線性時變分析法來分析，假設Us<<UL>0.5V，時變偏置電壓Eb(t)=Eb＋uL，輸出回路諧振于fI=fL－fc，集電極電流為2/4/202382變頻跨導gc：不僅決定著變頻增益(Kvc=gcRL)，還影響著混頻器的噪聲系數(shù)NF。變頻跨導gc只與晶體管特性、直流工作點及本振電壓UL有關，與us無關。2/4/202383(a)基極串饋注入：us和uL直接串聯(lián)在基極同極注入；(b)基極并饋注入：uL通過耦合電容CL與us并聯(lián)于基極，目的是減少us的調諧回路對本振頻率的影響；(c)射極注入：uL在發(fā)射極注入，缺點是要求本振注入功率較大。本振電壓的注入原則：(a)要盡量避免us和uL的相互影響；(b)不要妨礙中頻電流的流通。本振電壓的注入方式：有三種方式。2/4/202384中波AM收音機混頻電路(圖(a))：混頻、本地振蕩由同一個三極管完成，輸出中頻回路調諧于465kHz。(a)混頻：輸入信號由天線回路加到基極，本振信號加到發(fā)射極；(b)本地振蕩器：L3L4C7C8和晶體管組成變壓器反饋振蕩器；(c)輸出中頻回路：L5和1000pF電容組成。2/4/202385FM調頻收音機混頻電路(圖(b))：混頻、本地振蕩由同一個三極管完成，輸出中頻回路調諧于10.7MHz。(a)混頻：輸入信號和本振信號均由發(fā)射極注入，為共基放大器；(b)本地振蕩器：為電容反饋式振蕩器，由C2、C5和L2回路組成。(c)輸出中頻回路：由C9和T1組成。L1、C3也串聯(lián)調諧于10.7MHz、為中頻陷波電路，防止中頻信號流入發(fā)射極。2/4/202386

(2)二極管混頻電路特點：優(yōu)點是噪聲低、電路簡單、組合分量少。在高質量通信設備中以及工作頻率較高時，常使用二極管平衡混頻器和環(huán)形混頻器。平衡混頻器：UL>>Us，且UL>0.5V。2/4/202387環(huán)形混頻器：(3)其它混頻電路除了二極管、晶體三極管混頻電路外，還有雙差分對和場效應管混頻電路。雙差分對電路在小信號時就是標準的模擬乘法器，而場效應管可以組成平衡混頻器和環(huán)形混頻器。2/4/202388場效應管平衡混頻器和環(huán)形混頻器：可以用平方律特性分析(平衡混頻器)，也可以用開關分析法(環(huán)形混頻器)。2/4/202389混頻電路綜合舉例：已知某混頻器的變頻跨導為gc，本振電壓為uL＝ULcosωLt，Us<<UL，輸出回路諧振于f0＝fI＝fL－fs，帶寬大于等于信號帶寬，負載電阻為RL，計算輸入信號為下列情況下的輸出電壓uo(t)2/4/202390五、混頻器的干擾超外差接收機結構改善了接收機的性能，但是混頻器的使用又帶來了新的干擾問題?；祛l器中的非線性器件除了產生混頻所需要的組合頻率分量外(中頻)，還有大量的無用的組合頻率分量，一旦這些無用組合頻率分量接近中頻頻率，就會產生干擾。常見的混頻器干擾：干擾哨聲：信號與本振自身的組合干擾；副波道(寄生)干擾：外來干擾信號與本振的組合干擾；互調干擾：外來干擾信號之間相互作用形成的組合干擾；交調干擾：外來干擾與信號之間的交叉調制干擾；其它混頻干擾：阻塞和倒易混頻干擾。這一部分介紹混頻干擾的形成機理和擬制辦法。2/4/202391fc/fI：稱為變頻比；p+q：稱為干擾階數(shù)，階數(shù)越小，干擾越嚴重。假設fI=fL–fc，產生干擾哨聲的條件為：pfL–qfc=±fI1.干擾哨聲：由信號頻率fc和本振頻率fL經(jīng)過非線性器件的作用，產生了接近中頻頻率fI的組合頻率分量，對有用信號fI形成的干擾。設信號頻率為fc，本振頻率為fL。如果fI=fc–fL，產生干擾哨聲的條件為變?yōu)?/p>

2/4/202392舉例：已知調幅廣播fI=465kHz，假設某電臺頻率fc=931kHz，則本振頻率fL=fI+fc=465+931=1396kHz，變頻比fc/fI=2a.混頻器產生的組合分量見P242表6-1。b.混頻器產生的干擾哨聲 3階干擾：p=1，q=2，2fc－fL=466kHz 8階干擾：p=3，q=5，5fc－3fL=467kHz干擾哨聲的擬制方法：干擾哨聲是信號本身與本振的各次諧波組合而形成的，與外來干擾無關，所以不能靠提高前端電路的選擇性來擬制，只能通過減少干擾點的數(shù)目并擬制階數(shù)低的干擾。a．正確選擇中頻頻率的數(shù)值；b．正確選擇混頻器的工作狀態(tài)，減少無用組合頻率分量；c．采用合理的電路形式，從電路上抵消無用組合頻率分量。2/4/2023932副波道干擾：由外來干擾頻率和本振信號頻率的組合頻率分量形成的干擾。具體表現(xiàn)：接收機在接收有用信號時，還會收到一些無關的電臺，也就是串臺。副波道干擾的頻率約束關系：假設由天線回路引入的外來干擾電壓為uJ=UJcosωJt，頻率為fJ，中頻頻率fI=fL－fc。形成干擾的約束關系如下：2/4/202394最嚴重的副波道干擾是中頻干擾和鏡頻干擾。中頻干擾：當干擾信號的頻率fJ≈fI時，由于前端電路選擇性不好，干擾信號經(jīng)過天線回路，送入混頻器，而混頻器相當于一級放大器，這個干擾信號能夠順利通過各級中放，對有用信號產生干擾。中頻干擾的擬制方法：

a．提高前端電路的選擇性(包括天線回路和高放)；