振幅調(diào)制、解調(diào)及混頻

第6章振幅調(diào)制、解調(diào)及混頻6.1振幅調(diào)制6.2調(diào)幅信號的解調(diào)6.3混頻6.4混頻器的干擾16.1振幅調(diào)制

6.1.1振幅調(diào)制信號分析

1.調(diào)幅波的分析

1)表示式及波形設(shè)載波電壓為調(diào)制電壓為高頻振蕩信號的振幅隨調(diào)制信號規(guī)律變化通常ωc>>Ω2振幅調(diào)制信號振幅Um（t）為

Um(t)=UC+ΔUC（t）=UC+kaUΩcosΩt=UC(1+mcosΩt)m稱為調(diào)幅度（調(diào)制度）

ka為比例系數(shù),一般由調(diào)制電路確定,故又稱為調(diào)制靈敏度。調(diào)幅信號的表達(dá)式

uAM(t)=UM(t)cosωct=UC(1+mcosΩt)cosωct3圖6―1AM調(diào)制過程中的信號波形uAM(t)=UM(t)cosωct=UC(1+mcosΩt)cosωct4 調(diào)制信號是一連續(xù)頻譜信號f（t）時,可用下式來描述調(diào)幅波:

f（t）是均值為零的歸一化調(diào)制信號,|f（t）|max=1。若將調(diào)制信號分解為則調(diào)幅波表示式為5圖6―2實際調(diào)制信號的調(diào)幅波形圖6―3AM信號的產(chǎn)生原理圖6

2)調(diào)幅波的頻譜將式uAM(t)=UM(t)cosωct=UC(1+mcosΩt)cosωct展開,得7圖6―4單音調(diào)制時已調(diào)波的頻譜（a）調(diào)制信號頻譜（b）載波信號頻譜（c）AM信號頻譜下邊帶上邊帶帶寬BW=2F8圖6―5語音信號及已調(diào)信號頻譜（a）語音頻譜（b）已調(diào)信號頻譜帶寬BW=2Fmax9

3）調(diào)幅波的功率在負(fù)載電阻RL上消耗的載波功率為在負(fù)載電阻RL上,一個載波周期內(nèi)調(diào)幅波消耗的功率為10由此可見,P是調(diào)制信號的函數(shù),是隨時間變化的。上、下邊頻的平均功率均為AM信號的平均功率

AM波的平均功率為載波功率與兩個邊帶功率之和。而兩個邊頻功率與載波功率的比值為:邊頻功率載波功率11同時可以得到調(diào)幅波的最大功率和最小功率,它們分別對應(yīng)調(diào)制信號的最大值和最小值為12

2.雙邊帶信號在調(diào)制過程中,將載波抑制就形成了抑制載波雙邊帶信號,簡稱雙邊帶信號。它可用載波與調(diào)制信號相乘得到,其表示式為在單一正弦信號uΩ=UΩcosΩt調(diào)制時,13圖6―6DSB信號波形過零點反相DSB信號頻譜抑制載波14

3.單邊帶信號單邊帶（SSB）信號是由DSB信號經(jīng)邊帶濾波器濾除一個邊帶或在調(diào)制過程中,直接將一個邊帶抵消而成。 單頻調(diào)制時,uDSB（t）=kuUΩcosΩtuC(t)。當(dāng)取上邊帶時取下邊帶時15圖6―7單音調(diào)制的SSB信號波形圖6―8單邊帶調(diào)制時的頻譜搬移16設(shè)雙音頻振幅相等,即且Ω2＞Ω1,則可以寫成下式:受uΩ調(diào)制的雙邊帶信號為取上邊帶,則17圖6―9雙音調(diào)制時SSB信號的波形和頻譜進(jìn)一步展開18由式利用三角公式,可得

上邊帶：uSSB(t)=UcosΩtcosωct-UsinΩtsinωct

和

下邊帶：uSSB(t)=UcosΩtcosωct+UsinΩtsinωct

這是SSB信號的另一種表達(dá)式,由此可以推出uΩ(t)=f(t),即一般情況下的SSB信號表達(dá)式

19由于sgn(ω)是符號函數(shù),可得的傅里葉變換圖6―10希爾伯特變換網(wǎng)絡(luò)及其傳遞函數(shù)

對的各頻率分量均相移就可以得到20圖6―11語音調(diào)制的SSB信號頻譜(a)DSB頻譜(b)上邊帶頻譜(c)下邊帶頻譜SSB方式功率利用率高，且ＢＷ＝Ｆmax，頻帶寬度為AM或DSB的一半。21

6.1.2振幅調(diào)制電路

1.AM調(diào)制電路

1)高電平調(diào)制高電平調(diào)制主要用于AM調(diào)制,這種調(diào)制是在高頻功率放大器中進(jìn)行的。通常分為基極調(diào)幅、集電極調(diào)幅以及集電極基極(或發(fā)射極)組合調(diào)幅。圖6―12集電極調(diào)幅電路22圖6―13集電極調(diào)幅的波形集電極電壓與Ic1有近似線性關(guān)系集電極電壓隨調(diào)制信號uΩ變化工作在過壓區(qū)電流雙峰凹陷，高度受集電極調(diào)制信號控制．負(fù)載有濾波選頻作用23圖6―14基極調(diào)幅電路24

圖6―15基極調(diào)幅的波形

欠壓區(qū)Ic1與Eb成近似線性25

2)低電平調(diào)制

(1)二極管電路。用單二極管電路和平衡二極管電路作為調(diào)制電路,都可以完成AM信號的產(chǎn)生。UC>>UΩ,流過二極管的電流iD為圖6―16單二極管調(diào)制電路及頻譜26

(2)利用模擬乘法器產(chǎn)生普通調(diào)幅波。雙差分對的差動輸出電流可近似為

uA足夠小時：uA足夠大時：

uA加載波，uＢ加調(diào)制信號，輸出端接中心頻率為載波頻率的帶通濾波器，即可雙邊帶調(diào)幅；uA為恢復(fù)載波，uＢ加輸入信號，輸出端接低通濾波器，即可同步檢波；uA為本振信號，uＢ加輸入信號，輸出接中頻濾波器，即可混頻。雙差分對電路非常適合作為頻譜搬移電路：2728MC1596的內(nèi)部電路29圖6―18利用模擬乘法器產(chǎn)生AM信號30

2.DSB調(diào)制電路

1)二極管調(diào)制電路

單二極管電路只能產(chǎn)生AM信號,不能產(chǎn)生DSB信號。二極管平衡電路和二極管環(huán)形電路可以產(chǎn)生DSB信號。

31

iL中包含F(xiàn)分量和(2n+1)fc±F(n=0,1,2,…)分量,若輸出濾波器的中心頻率為fc,帶寬為2F,諧振阻抗為RL,則輸出電壓為32圖6―20二極管平衡調(diào)制器波形圖6―19二極管平衡調(diào)制電路33圖6―21平衡調(diào)制器的一種實際線路134圖6―22雙平衡調(diào)制器電路及波形為進(jìn)一步減少組合分量,可采用雙平衡調(diào)制器(環(huán)形調(diào)制器)。iL235

3.SSB調(diào)制電路

根據(jù)濾除方法的不同,SSB信號產(chǎn)生方法有好幾種,主要有濾波法和移相法兩種。

1)濾波法圖6―26是采用濾波法產(chǎn)生SSB的發(fā)射機框圖。圖6―26濾波法產(chǎn)生SSB信號的框圖36圖6―27理想邊帶濾波器的衰減特性37BACD

2)移相法利用移相網(wǎng)絡(luò),對載波和調(diào)制信號進(jìn)行適當(dāng)?shù)南嘁?以抵消一個邊帶。移相法的優(yōu)點是省去了邊帶濾波器,但要把無用邊帶完全抑制掉,必須滿足下列兩個條件:(1)兩個調(diào)制器輸出的振幅應(yīng)完全相同;(2)移相網(wǎng)絡(luò)必須對載頻及調(diào)制信號均保證精確的π／2相移。圖6―28移相法SSB信號調(diào)制器386.2調(diào)幅信號的解調(diào)

6.2.1調(diào)幅解調(diào)的方法振幅解調(diào)方法可分為包絡(luò)檢波和同步檢波兩大類。包絡(luò)檢波是指解調(diào)器輸出電壓與輸入已調(diào)波的包絡(luò)成正比的檢波方法。由于AM信號的包絡(luò)與調(diào)制信號成線性關(guān)系,因此包絡(luò)檢波只適用于AM波。圖6―30包絡(luò)檢波的原理框圖39圖6―31同步解調(diào)器的框圖

同步檢波又可以分為乘積型和疊加型兩類。它們都需要用恢復(fù)的載波信號ur進(jìn)行解調(diào)。

圖6―32同步檢波器(a)乘積型(b)疊加型40

圖6―33二極管峰值包絡(luò)檢波器(a)原理電路(b)二極管導(dǎo)通(c)二極管截止圖6―34加入等幅波時檢波器的工作過程(1)檢波過程就是信號源通過二極管給電容充電與電容對電阻R放電的交替重復(fù)過程。

(2)

二極管負(fù)極永遠(yuǎn)處于正的較高的電位,輸出電壓接近于高頻正弦波的峰值,即Uo≈Um。(3)二極管電流iD包含平均分量(此種情況為直流分量)Iav及高頻分量。6.2.2二極管峰值包絡(luò)檢波器

1．原理電路及工作原理41圖6―35檢波器穩(wěn)態(tài)時的電流電壓波形42圖6―36輸入為AM信號時檢波器的輸出波形圖圖6―37輸入為AM信號時,檢波器二極管的電壓及電流波形１）RC小，則放電快，輸出高頻波紋大；２）輸入調(diào)制頻率高或調(diào)制幅度m大時，易失真。43

圖6―38包絡(luò)檢波器的輸出電路

2．性能分析

1)傳輸系數(shù)Kd

檢波器傳輸系數(shù)Kd或稱為檢波系數(shù)、檢波效率，是用來描述檢波器對輸入已調(diào)信號的解調(diào)能力或效率的一個物理量。若輸入載波電壓振幅為Um，輸出直流電壓為Uo，則Kd定義為44圖6―39Kd～gDR關(guān)系曲線圖圖6―40濾波電路對Kd的影響線性檢波輸出平均電壓總是小于Ｕm；時，Ｋd接近于１。

45

2)輸入電阻Ri

檢波器的輸入阻抗包括輸入電阻Ri及輸入電容Ci，如圖6―41所示。輸入電阻是輸入載波電壓的振幅Um與檢波器電流的基頻分量振幅I1之比值，即圖6―41檢波器的輸入阻抗

當(dāng)gDR≥50時，θ很小46

3．檢波器的失真

1)惰性失真在二極管截止期間,電容C兩端電壓下降的速度取決于RC的時常數(shù)。圖6―42惰性失真的波形

惰性失真總是起始于輸入電壓的負(fù)斜率的包絡(luò)上；調(diào)幅度m越大，惰性失真越容易出現(xiàn)。調(diào)制信號變化越快，惰性失真越容易出現(xiàn)。47為了避免產(chǎn)生惰性失真，必須在任何一個高頻周期內(nèi)，使電容C通過R放電的速度大于或等于包絡(luò)的下降速度。

不失真條件如下:48

2)底部切削失真

底部切削失真又稱為負(fù)峰切削失真。產(chǎn)生這種失真后,輸出電壓的波形如圖6―43(c)所示。這種失真是因檢波器的交直流負(fù)載不同引起的。調(diào)幅波的最小幅度為UC(1-m),要避免底部切削失真,應(yīng)滿足

圖6―43底部切削失真

ＵＲ49圖6―44減小底部切削失真的電路

4.實際電路及元件選擇（略）圖6―45檢波器的實際電路50

圖6―46并聯(lián)檢波器及波形(a)原理電路(b)波形(c)實際電路

5.二極管并聯(lián)檢波器除上面討論的串聯(lián)檢波器外,峰值包絡(luò)檢波器還有并聯(lián)檢波器、推挽檢波器、倍壓檢波器、視頻檢波器等。這里討論并聯(lián)檢波器。51根據(jù)能量守恒原理,實際加到并聯(lián)型檢波器中的高頻功率,一部分消耗在R上,一部分轉(zhuǎn)換為輸出平均功率,即當(dāng)Uav≈UC時(UC為載波振幅)有52

6.2.3同步檢波

1．乘積型設(shè)輸入信號為DSB信號,即us=UscosΩtcosωct,本地恢復(fù)載波ur=Urcos(ωrt+φ),這兩個信號相乘經(jīng)低通濾波器的輸出,且考慮ωr-ωc=Δωc在低通濾波器頻帶內(nèi),有53由上式可以看出,當(dāng)恢復(fù)載波與發(fā)射載波同頻同相時,即ωr=ωc,φ=0,則

uo=UocosΩt

無失真地將調(diào)制信號恢復(fù)出來。若恢復(fù)載波與發(fā)射載頻有一定的頻差,即ωr=ωc+Δωc

uo=UocosΔωctcosΩt

引起振幅失真。若有一定的相差,則

uo=UocosφcosΩt54圖6―48幾種乘積型解調(diào)器實際線路55

2.疊加型疊加型同步檢波是將DSB或SSB信號插入恢復(fù)載波,使之成為或近似為AM信號,再利用包絡(luò)檢波器將調(diào)制信號恢復(fù)出來。圖6―49就是一疊加型同步檢波器原理電路。設(shè)單頻調(diào)制的單邊帶信號(上邊帶)為

us=Uscos(ωc+Ω)t=UscosΩtcosωct-UssinΩtsinωct56恢復(fù)載波

ur=Urcosωrt=Urcosωct

us+ur=(UscosΩt+Ur)cosωct-UssinΩtsinωct

=Um(t)cos［ωct+φ(t)］

式中

57式中,m=Us/Ur。當(dāng)m<<1,即Ur>>Us時,上式可近似為58圖6―49疊加型同步檢波器原理電路圖6―50平衡同步檢波電路uo2=KdUr(1-mcosΩt)uo=uo1-uo2

=2KdUrmcosΩt596.3混頻

6.3.1混頻的概述

1．混頻器的功能混頻器是頻譜線性搬移電路，是一個六端網(wǎng)絡(luò)。其輸出信號為uI，稱為中頻信號，其頻率是fc和fL的差頻或和頻，稱為中頻fI，fI=fL±fc圖6―51混頻器的功能示意圖60圖6―52三種頻譜線性搬移功能

(a)調(diào)制(b)解調(diào)(c)混頻61

2．混頻器的工作原理

設(shè)輸入到混頻器中的輸入已調(diào)信號us和本振電壓uL分別為

us=UscosΩtcosωct

uL=ULcosωLt

這兩個信號的乘積為62圖6―53混頻器的組成框圖63

本振為單一頻率信號,其頻譜為FL(ω)=π［δ(ω-ωc)+δ(ω+ωc)］輸入信號為己調(diào)波,其頻譜為Fs(ω),則

圖6―54混頻過程中的頻譜變換(a)本振頻譜(b)信號頻譜(c)輸出頻譜

64

3．混頻器的主要性能指標(biāo)

1)變頻增益變頻電壓增益定義為變頻器中頻輸出電壓振幅UI與高頻輸入信號電壓振幅Us之比,即同樣可定義變頻功率增益為輸出中頻信號功率PI與輸入高頻信號功率Ps之比,即通常用分貝數(shù)表示變頻增益,有65

2)噪聲系數(shù)混頻器的噪聲系數(shù)NF定義為輸入信噪比(信號頻率)輸出信噪比(中頻頻率)

3)失真與干擾

變頻器的失真有頻率失真和非線性失真。除此之外,還會產(chǎn)生各種非線性干擾。所以,對混頻器不僅要求頻率特性好,而且還要求變頻器工作在非線性不太嚴(yán)重的區(qū)域,使之既能完成頻率變換,又能抑制各種干擾。66

4)變頻壓縮(抑制)

在混頻器中,輸出與輸入信號幅度應(yīng)成線性關(guān)系。實際上,由于非線性器件的限制,當(dāng)輸入信號增加到一定程度時,中頻輸出信號的幅度與輸入不再成線性關(guān)系,如圖6―55所示。圖6―55混頻器輸入、輸出電平的關(guān)系曲線67

5)選擇性混頻器的中頻輸出應(yīng)該只有所要接收的有用信號(反映為中頻,即fI=fL-fc),而不應(yīng)該有其它不需要的干擾信號。但在混頻器的輸出中,由于各種原因,總會混雜很多與中頻頻率接近的干擾信號。686.3.2混頻電路1．晶體三極管混頻器

圖6―56晶體三極管混頻器原理電路

經(jīng)集電極諧振回路濾波后,得到中頻電流iI變頻跨導(dǎo)gc=gm1／2，決定變頻增益、噪聲系數(shù)等，與晶體管特性、直流工作點及本振電壓有關(guān)。Us<<ULEb(t)=Eb+uL69圖6―57gC～UL的關(guān)系

圖6―58gC～Eb的關(guān)系

改變本振電壓值時，變頻跨導(dǎo)存在最大值。70圖6―59混頻器本振注入方式71圖6―60收音機用典型變頻器線路(a)中波AM收音機的變頻電路72圖6―60收音機用典型變頻器線路(b)FM收音機變頻電路73

2．二極管混頻電路 圖6―61中，輸入信號us為已調(diào)信號；本振電壓為uL,有UL>>Us,大信號工作,由第5章可得輸出電流io為

輸出端接中頻濾波器,則輸出中頻電壓uI為圖6―61二極管平衡混頻器原理電路74圖6―62為二極管環(huán)形混頻器,其輸出電流io為經(jīng)中頻濾波后,得輸出中頻電壓圖6―62環(huán)型混頻器的原理電路75

6.4混頻器的干擾

6.4.1信號與本振的自身組合干擾

對混頻器而言,作用于非線性器件的兩個信號為輸入信號us(fc)和本振電壓uL(fL)，則非線性器件產(chǎn)生的組合頻率分量為

fΣ=±pfL±qfc76 式中,p、q為正整數(shù)或零。當(dāng)有用中頻為差頻時,即fI=fL-fc或fI=fc-fL,只存在pfL-qfc=fI或qfc-pfL=fI兩種情況可能會形成干擾,即

pfL-qfc≈±fi

這樣,能產(chǎn)生中頻組合分量的信號頻率、本振頻率與中頻頻率之間存在著下列關(guān)系

當(dāng)取fL-fc=fI時,上式變?yōu)閒c／fI稱為變頻比。如果取fc-fL=fI,可得77

6.4.2外來干擾與本振的組合干擾這種干擾是指外來干擾電壓與本振電壓由于混頻器的非線性而形成的假中頻。設(shè)干擾電壓為uJ(t)=UJcosωJt，頻率為fJ。接收機在接收有用信號時,某些無關(guān)電臺也可能被同時收到，表現(xiàn)為串臺，還可能夾雜著哨叫聲，在這種情況下，混頻器的輸入、輸出和本振的示意圖見圖6―69。圖6―69外來干擾的示意圖78如果干擾頻率fJ滿足式(6―104),即就能形成干擾