第二章運(yùn)算放大器靜態(tài)限制23學(xué)時(shí)

1第二章實(shí)際運(yùn)算放大器的靜態(tài)限制簡(jiǎn)化運(yùn)算放大器電路圖

輸入失調(diào)電壓低輸入偏置電流運(yùn)算放大器輸入偏置電流和輸入失調(diào)電流IOS和VOS

同時(shí)作用時(shí)的影響輸入失調(diào)誤差補(bǔ)償2實(shí)際運(yùn)算放大器與理想運(yùn)算放大器特性的一致是在恰當(dāng)?shù)念l率和適度的直流增益條件下。頻率或增益增加—特性不斷惡化（因各種限制開始起作用）最關(guān)鍵的限制之一—開環(huán)增益在幾赫茲的范圍內(nèi)是高的，之后會(huì)隨輸入信號(hào)頻率增加，增益下降，使閉環(huán)性能不斷惡化。與此相關(guān)的缺點(diǎn)：限制運(yùn)算放大器對(duì)輸入突然變化的響應(yīng)速度。3當(dāng)工作頻率限制在相對(duì)較低的水平，是否還有限制？YES尤其在高直流增益場(chǎng)合4（一）、簡(jiǎn)化OpAmp電路圖輸入級(jí)第二級(jí)輸出級(jí)5輸入級(jí)：該級(jí)可以檢測(cè)到反相和同相輸入電壓vN和vP的任何不平衡，并把它轉(zhuǎn)化為單端輸出電流io1（二）、簡(jiǎn)化OpAmp-輸入級(jí)6IA會(huì)在Q1和Q2

間均分；任何失配會(huì)使IA的大部分流經(jīng)Q1而一小部分流經(jīng)Q2，或相反；小信號(hào)情況斜率（跨導(dǎo)）大信號(hào)情況（過度驅(qū)動(dòng)輸入級(jí)）（具有負(fù)反饋的OpAmp是在何種情況工作？）7簡(jiǎn)化OpAmp-第二級(jí)

該級(jí)是由達(dá)林頓晶體管對(duì)Q5和Q6

，以及頻率補(bǔ)償電容Cc組成。達(dá)林頓是用于提供附加的增益和更寬的信號(hào)擺幅。電容是用于穩(wěn)定運(yùn)算放大器,防止在負(fù)反饋應(yīng)用中所不希望有的振蕩產(chǎn)生。8簡(jiǎn)化OpAmp-輸出級(jí)

基于射級(jí)跟隨器Q7和Q8

設(shè)計(jì)的這一級(jí)是用來提供低的輸出阻抗的。雖然其電壓增益近似為1，但其電流增益還是相當(dāng)高的，對(duì)第二級(jí)起功率放大器的作用。9輸入偏置電流輸入級(jí)Q1和Q2的和之間存在不可避免的失配，那么IP和IN也必然存在失配。將兩電流的均值稱為輸入偏置電流。IOS的幅度量級(jí)通常比IB小。IB的極性取決于輸入晶體管類型，而IOS極性則取決于失配方向。（三）、輸入偏置電流和輸入失調(diào)電流輸入失調(diào)電流10由IB和IOS所引起的誤差在電阻反饋情況下，將有源輸入都置零的話，可得等效電路如圖：整理得：其中利用疊加定理可得11由式可以得出四個(gè)結(jié)論:1、無輸入信號(hào)，仍輸出Eo,稱其為輸出直流噪聲;2、E0

是由輸入誤差(或稱輸入直流噪聲，EI)放大（1+R2/R1）倍得到的，可將這個(gè)放大倍數(shù)稱為直流噪聲增益;3、輸入誤差EI由兩部分組成;4、兩部分的極性相反，有互為補(bǔ)償?shù)内厔?shì)。

通常，誤差Eo可能無法接受，必須采用適當(dāng)?shù)姆椒ò阉抵量梢越邮艿乃?。直流噪聲增益與信號(hào)增益的區(qū)別？12式可以表示成如果可消除含IB的項(xiàng)，最后可得13式可以看出：通過縮小所有的電阻可以進(jìn)一步降低E0；如：將所有的電阻縮小10倍不會(huì)影響增益，但可以使輸入誤差縮小10倍?？s小電阻會(huì)增加功率耗散，需要折中；如果E0仍無法接受，那么選擇具更低IOS值的運(yùn)算放大器。14例：如圖所示的電路圖中，令并令運(yùn)算放大器有和1、當(dāng)RP=0時(shí)計(jì)算E0的值。2、當(dāng)重做上題。3、當(dāng)同時(shí)把所有電阻縮?。保氨叮刈觯?。４、采用ＩＯＳ＝３nA的運(yùn)算放大器，重做３。試對(duì)這些結(jié)果給予評(píng)注。

15（三）、反饋電阻究竟應(yīng)該如何設(shè)置?運(yùn)放直流噪聲增益限制了電阻取值不能太大；大電阻有大的熱噪聲和寄生電容；運(yùn)放最大輸出電流限制了電阻取值不能太小，否則不能驅(qū)動(dòng)負(fù)載；（741最大輸出電流20mA）反饋電阻的適當(dāng)范圍：Rs、Rf為幾百歐至幾十千歐；Rs+Rf為幾千歐至幾十千歐；16超高電流放大輸入的OpAmp采用具有極高電流增益的輸入BJT是實(shí)現(xiàn)低IB的一種方法。

這種BJT稱為具有超高電流放大系數(shù)晶體管,它采用非常薄的基極區(qū)域,使基極電流的復(fù)合分量最小，可實(shí)現(xiàn)超過103A/A的電流放大倍數(shù)。LM308采用了這種技術(shù)。一般具有超高電流放大系數(shù)的運(yùn)算放大器的（四）低輸入偏置電流OpAmp17電流相消實(shí)現(xiàn)低IB：由特定的電路預(yù)估對(duì)輸入晶體管進(jìn)行偏置所需的基極電流，然后在內(nèi)部提供這些電流。這使得從外界看來，就好像運(yùn)算放大器可以在沒有任何輸入偏置電流的情況下能夠工作。實(shí)際上，由于器件失配，相消是不完全的，因此輸入端仍會(huì)吸收殘余的電流。輸入端殘余電流的幅度通常要比實(shí)際基極電流的幅度低一個(gè)數(shù)量級(jí)。沒有必要在具有輸入電流相消得運(yùn)算放大器中安裝一個(gè)虛設(shè)電阻RP。通常OP-07的額定值是：

和2、輸入偏置電流相消183、JFET輸入OpAmp

這些器件采用結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管（JFET）來實(shí)現(xiàn)輸入級(jí)的差分對(duì)，而采用常規(guī)BJT來實(shí)現(xiàn)電路的其它部分?，F(xiàn)在IB是JFET的柵極和溝道之間的PN結(jié)的反相偏置電流。在室溫下，這個(gè)電流一般在幾十皮安的數(shù)量級(jí)或更小。LF356在室溫下的額定值是IB=30pA和IOS=3pA4、MOSFET輸入OpAmp當(dāng)采用金屬氧化物半導(dǎo)體FET（MOSFET）實(shí)現(xiàn)差分輸入對(duì)時(shí)，IB是柵極和溝道電容的漏電流。這個(gè)電流一般是在幾個(gè)皮安的數(shù)量級(jí)上。TLC279CMOS：室溫下的額定值是IB=0.7pA和I0S=0.1pA19輸入偏置電流漂移

20（五）輸入保護(hù)當(dāng)采用具有超低輸入偏置電流的運(yùn)算放大器時(shí),為了充分實(shí)現(xiàn)這些器件的能力，需要特別注意接線和電路的裝配。在這方面,數(shù)據(jù)單通常會(huì)給出有用的指導(dǎo)原則。最關(guān)心的是印刷電路板上的漏電流。它們會(huì)很容易超過IB，因此使在電路設(shè)計(jì)中艱難實(shí)現(xiàn)的功能失效。

21保護(hù)環(huán)布局和連接22保護(hù)環(huán)布局和連接23（六）、輸入失調(diào)電壓將運(yùn)算放大器的輸入短接，輸出應(yīng)為零；然而由于輸入級(jí)兩部分之間存在固有的失配，輸出不為零。為使輸出等于零，必須在輸入管腳之間加入一個(gè)合適的校正電壓，這個(gè)種偏移稱為輸入失調(diào)電壓。24由VOS產(chǎn)生的誤差直流噪聲增益25（1）、熱漂移Vos與溫度有關(guān)，可用溫度系數(shù)利用溫度系數(shù)的平均值和下式可預(yù)估不是25度的VOS26（2）共模抑制比（CMRR）1V的Vcm的變化使Vos發(fā)生的改變27（3）供電電源抑制比（PSRR）1V的Vs的變化使Vos發(fā)生的改變,隨頻率增加而變差如果將運(yùn)算放大器的供電電壓Vs變化一個(gè)給定的值ΔVs,那么就會(huì)改變內(nèi)部晶體管的工作點(diǎn),這將會(huì)使V0發(fā)生微小的變化.1采用穩(wěn)壓電源且適當(dāng)旁路的電源供電，可忽略PSRR的影響；2在高精度的模擬電路中，不適合采用開關(guān)電源；3PSRR產(chǎn)生的失調(diào)電壓，還要經(jīng)直流噪聲增益的放大。28供電電源抑制比（PSRR）的例題：如圖所示，運(yùn)算放大器使用的是741，且R1=100Ω和R2=100kΩ。對(duì)于一個(gè)峰峰值為0.1V，頻率為120Hz的供電電源紋波，預(yù)估輸出端紋波的典型值和最大值。1/PSRR的典型值和最大值分別為30μV/V和150μV/V（直流處）29(4)輸出擺幅引起Vos的變化30例：一運(yùn)算放大器有如下的額定值，α=105V/V（典型值），104V/V（最大值）；TC(Vos)avg=3uV/oC，以及CMRRdB=PSRRdB=100dB（典型值），80dB（最小值）。在下面的工作狀態(tài)的范圍內(nèi)：0oC≤T≤70oC，Vs=±15V±5%，-1V≤Vp≤1V和-5V≤Vo≤5V，估算Vos在最壞情況以及最有可能情況下的變化。最壞情況(最大值)最有可能情況31（七）IOS和Vos

同時(shí)作用時(shí)的影響信號(hào)增益直流噪聲增益輸出總失調(diào)誤差輸入總失調(diào)誤差不論同相和反相輸入,輸入（輸出）總失調(diào)誤差是相同的32考慮輸入失調(diào)電壓和輸入失調(diào)電流，求輸出電壓的表達(dá)式？思考題為什么在積分電路中,隨著時(shí)間的變化,零輸入時(shí)輸出也容易飽和(常出現(xiàn)的問題)?微調(diào)33（八）輸入失調(diào)誤差補(bǔ)償內(nèi)部失調(diào)調(diào)零內(nèi)部調(diào)零基于故意使輸入級(jí)失衡，以補(bǔ)償固有失配，并使誤差為零。采用一個(gè)外部微調(diào)，就可以引入這種失衡。741C數(shù)據(jù)單可以發(fā)現(xiàn)，失調(diào)電壓可調(diào)范圍一般是±15mV,這表明必須使才會(huì)讓電路補(bǔ)償成功。既然741C的Vos=6mV最大值，這給Ios引起的失調(diào)分配了9mV。如果超過9mV,就必須縮小外部電阻值，或采取外部調(diào)零。輸入失調(diào)電流限制了外部電阻的選擇34如圖采用741C的運(yùn)算放大器（失調(diào)電壓可調(diào)范圍±15mV,最大失調(diào)電流200nA,失調(diào)電壓Vos=6mV)，且As=-10V/V。為使電路Ri的輸入電阻最大，求滿足條件的電阻值。為減小加載效應(yīng),反相放大器的輸入電阻應(yīng)盡量大35外部失調(diào)調(diào)零外部調(diào)零是基于將可調(diào)的電壓和電流注入到電路中，以補(bǔ)償電路的失調(diào)誤差。這