逆變器SPWM產(chǎn)生原理

第三節(jié)

逆變器

的PWM控制1為何采用PWM控制？2為何采用PWM控制？傳統(tǒng)變頻器采用可控整流橋變壓，逆變器用來變頻，變壓和變頻在兩個獨立的變換器中去實現(xiàn)，相互的配合在動態(tài)過程中就會顯得不協(xié)調，給系統(tǒng)的運行帶來一系列影響。3為何采用PWM控制？主電路有兩個可控的功率環(huán)節(jié)，需兩套控制系統(tǒng)，相對來說比較復雜；由于中間直流環(huán)節(jié)有濾波電容或電抗器等大慣性元件存在，使系統(tǒng)的動態(tài)響應緩慢；可控整流器使供電電源的功率因數(shù)隨變頻裝置輸出的頻率的降低而變差，并產(chǎn)生高次諧波電流。逆變器輸出為六拍階梯波交變電壓，含有較多高次諧波，產(chǎn)生較大的脈動轉矩，影響電機的穩(wěn)定工作。4為何采用PWM控制？將通訊系統(tǒng)中的調制技術引入交流變頻領域，采用脈寬調制（PWM）技術，可在逆變器上同時實現(xiàn)變壓和變頻，對非正弦供電電機來說，PWM可消除或消弱有害高次諧波。5為何采用PWM控制？主電路只有一個可控的功率環(huán)節(jié)，簡化了結構；使用了不可控整流器，可提高電網(wǎng)的功率因數(shù)；逆變器在調頻的同時實現(xiàn)調壓，而與中間直流環(huán)節(jié)的元件參數(shù)無關，加快了系統(tǒng)的動態(tài)響應；可獲得比常規(guī)六拍階梯波更好的輸出電壓波形，能抑制或消除低次諧波，使負載電機可在近似正弦波的交變電壓下運行，轉矩脈動小，提高了系統(tǒng)的性能。6PWM基本原理把一個正弦半波分作N等分，然后把每一等分的正弦曲線和橫軸所包圍的面積都用一個與此面積相等的等高矩形脈沖來代替，矩形脈沖的中點與正弦波每一等分的中點重合。7PWM基本原理由N個等幅而不等寬的矩形脈沖所組成的波形就與正弦的半周等效。上頁圖中一系列脈沖波形就是所期望的逆變器輸出PWM波形。由于各脈沖的幅值相等，所以逆變器可由恒定的直流電源供電，符合逆變器的電能直交變換模式。8SPWM原理以正弦波作為逆變器輸出的期望波形，以頻率比期望波高得多的等腰三角波作為載波（Carrierwave），并用頻率和期望波相同的正弦波作為調制波（Modulationwave），當調制波與載波相交時，由它們的交點確定逆變器開關器件的通斷時刻，從而獲得在正弦調制波的半個周期內呈兩邊窄中間寬的一系列等幅不等寬的矩形波。9SPWM原理SPWM的原理為在控制電路中調制，在主電路中輸出。在控制電路中，一個頻率為fr幅值為Ur的參考正弦波Wsin（調制信號）加載于頻率為fc幅值為Uc的三角波WΔ（載波）后，得到一個脈沖寬度變化的SPWM波Wspwm（已調制波），用已調制波的高低邏輯電平經(jīng)分配與放大后去驅動逆變器的主開關元件，即可使逆變器輸出與已調制波Wspwm相似的SPWM電壓波形，SPWM輸入輸出原理框圖如下頁所示：10在控制電路中，一個頻率為fr幅值為Ur的參考正弦波Wsin（調制信號）加載于頻率為ft幅值為Ut的三角波WΔ（載波）后，得到一個脈沖寬度變化的SPWM波Wspwm（已調制波），用已調制波的高低邏輯電平經(jīng)分配與放大后去驅動逆變器的主開關元件，即可使逆變器輸出與已調制波Wspwm相似的SPWM電壓波形；11調制度M：為正弦調制波參考信號幅值Urm與三角載波幅值Ucm之比，用公式表示為：載波比N：為三角載波頻率fc與正弦調制波參考信號頻率fr之比，用公式表示為：12從調制脈沖的極性上

單極性脈寬調制：如果在正弦調制波的半個周期內，三角載波只在正或負的一種極性范圍內變化，所得到的SPWM波也只處于一個極性的范圍內

雙極性脈寬調制：如果在正弦調制波半個周期內，三角載波在正負極性之間連續(xù)變化，則SPWM波也是在正負之間變化SPWM分類13從載頻信號和參考信號的頻率關系

異步調制：載波信號和調制信號不同步的調制方式。

同步調制：

N等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步。

分段同步調制：把fr

范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恒定，不同頻段N不同；SPWM分類14單極性SPWM波形15單極性SPWM波形當參考電壓高于三角波電壓時，相應輸出電壓為正電平，反之則產(chǎn)生零電平。負半軸是用同樣的方法調制后再倒相而成。調制結果是產(chǎn)生等幅、不等寬的脈沖列。逆變器主電路能對電機繞組的進線端提供三個不同的電位值（參考點可任選?。?/p>

16雙極性SPWM波形雙極性SPWM調制方法和單極性相同；雙極性控制時逆變器同一橋臂上下兩個器件交替通斷，處于互補的工作方式。主電路提供兩個電位值。17雙極性SPWM波形18雙極性SPWM波形數(shù)學分析雙極性SPWM波形電壓表達式為寫成傅立葉級數(shù)形式為19記作式中

雙極性SPWM波形數(shù)學分析20依據(jù)上頁理論基礎，可計算不同調制比M時的基波及主要高次諧波的相對值。定義通過同樣的多次計算，在載波比N足夠大，調制系數(shù)時，可以得到以下結論：雙極性SPWM波形數(shù)學分析21a）基波分量與調制系數(shù)成正比，即 說明只要改變參考正弦波的幅值，就可以改變輸出spwm波形中基波分量幅值，且該幅值與調制系數(shù)成正比，這就為準確控制輸出電壓的基波值打下了基礎。b）小于（N－2）次的諧波電壓全部為零，消除了（N－2）次以下全部較低次數(shù)的高次諧波。雙極性SPWM波形數(shù)學分析22雙極性SPWM諧波分析23雙極性SPWM諧波分析24雙極性SPWM諧波分析25SPWM脈寬調制方法同步調制

基本同步調制方式，fr

變化時N不變，信號波一周期內輸出脈沖數(shù)固定；三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱26SPWM脈寬調制方法同步調制（續(xù)）為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應取奇數(shù)；fr

很低時，fc

也很低，由調制帶來的諧波不易濾除；fr

很高時，fc

會過高，使開關器件難以承受。27異步調制整個輸出頻率范圍內載波比N不為常數(shù)，一般是保持載波頻率始終不變，這樣可使低頻時載波比增大，輸出半周期內脈沖數(shù)增加，解決了較低次數(shù)的高次諧波問題；不能在整個輸出頻率范圍內滿足N為3的倍數(shù)的要求，會使輸出電壓波形相位隨時變化，難以保證正、負半波以及三相之間的對稱性，會引起偶次諧波等其他問題。

SPWM脈寬調制方法28異步調制（續(xù)）

通常保持fc

固定不變，當fr

變化時，載波比N是變化的；在信號波的半周期內，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱；SPWM脈寬調制方法29異步調制（續(xù)）

當fr

較低時，N較大，一周期內脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響都較??；當fr

增高時，N減小，一周期內的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大。SPWM脈寬調制方法30分段同步調制是將同步、異步調制相結合的一種調制方法，它把整個變頻運行范圍劃分為若干個頻段，在每個頻段內都維持載波比N為恒定，對不同頻段取不同的N值。這樣既保持了同步調制下波形對稱、運行穩(wěn)定的優(yōu)點，又解決了低頻運行時諧波增大的弊病。SPWM脈寬調制方法31分段同步調制（續(xù)）把fr

范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恒定，不同頻段N不同；在fr

高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高；在fr

低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低；SPWM脈寬調制方法32右圖為分段同步調制時，載波頻率fc與調制頻率fr關系，低頻時采用異步調制，然后為分段同步調制，基頻以上時進入方波工況。SPWM脈寬調制方法33SPWM波形的生成自然采樣：將三相正弦波與三角波比較，在波形相交點自然地確定脈沖的采樣點和開關點。即采樣點和開關點重合。優(yōu)點：1、基波幅值與調制度M成正比，利于調壓；2、高次諧波隨著載波比N與調制度M的增大而減小，有利于波形正弦化。

缺點：1、實時控制時難以計算脈沖寬度；2、離線計算，利用查表法輸出PWM波，占有內存過大，不符合微機等采樣周期的控制要求。34規(guī)則采樣 在載波三角波的固定點對正弦波進行采樣，以確定脈沖的前沿和后沿時刻，而并不管此時是否發(fā)生正弦調制波與載波三角波相交。也就是說采樣點和開關點不重合，采樣點是固定的，開關點是變化的。開關的轉換時刻可以利用簡單的三角函數(shù)在線地計算出來，滿足了微機全數(shù)字控制的需要。SPWM波形的生成35SPWM波形的生成36對稱規(guī)則采樣中生成的PWM脈寬較實際的正弦波與三角波自然相交的脈寬偏小，使變頻電源的輸出電壓較低；而在不規(guī)則采樣中，雖能更真實地反映自然采樣，但由于在一個載波周期中需要采樣兩次，極大地增加了數(shù)據(jù)的處理量。因此，在實際采樣中我們采用的是平均對稱規(guī)則采樣。采樣時刻設在三角載波的谷底處，以此刻的正弦波數(shù)值為中心，確定PWM脈沖的前后沿。

SPWM波形的生成37SPWM脈寬調制方法38三相380V理想電源供電時電機轉速與轉矩波形39404142434445實驗一第十周為實驗課使用工具matlab/simulink/simPowerSystems仿真一個三相電壓源型逆變器，控制方式采用SPWM，負載可選三相對稱負載或異步電機。實驗報告上請說明電路參數(shù)選擇、控制實現(xiàn)方式，仿真結果分析過程等。46SPWM的實現(xiàn)方式有兩種：一、脈沖波形的寬度可通過計算方法得到。二、引入通訊技術中的調制概念。

就是用一種參考波（通常是正弦波,有時也用梯形波或方波等）為“調制波”，而以N倍于調制波頻率的正三角波（有時也用鋸齒波）為“載波”。SPWM的實現(xiàn)方式47由于正三角波或鋸齒波的上下寬度是線性變化，因此它與調制波相交時就可以得到一組幅值相等，而寬度正比于調制波函數(shù)值的矩形脈沖序列用來等效調制波。用開關量取代模擬量，并通過對逆變器開關管的通斷控制，把直流電變成交流電。即可實現(xiàn)逆變器的PWM控制。SPWM的實現(xiàn)方式48第四節(jié)基于動態(tài)模型按轉子磁鏈定向的

矢量控制系統(tǒng)本節(jié)提要坐標變換的基本思路矢量控制系統(tǒng)的基本思路按轉子磁鏈定向的矢量控制方程及其解耦作用轉子磁鏈模型轉速、磁鏈閉環(huán)控制的矢量控制系統(tǒng)——直接矢量控制系統(tǒng)49

直流電機的物理模型

直流電機的數(shù)學模型比較簡單，先分析一下直流電機的磁鏈關系。圖5-1中繪出了二極直流電機的物理模型，圖中F為勵磁繞組，A為電樞繞組，C為補償繞組。F和C都在定子上，只有A是在轉子上。把F的軸線稱作直軸或d

軸（directaxis），主磁通的方向就是沿著d軸的；A和C的軸線則稱為交軸或q

軸（quadratureaxis）。一、坐標變換的基本思路50圖5-1二極直流電機的物理模型dqFACifiaic勵磁繞組電樞繞組補償繞組51

主極磁場在空間固定不動；由于換向器作用，電樞磁動勢的軸線始終被電刷限定在q軸位置上，其效果好象一個在q軸上靜止的繞組一樣。但它實際上是旋轉的，會切割d軸的磁通而產(chǎn)生旋轉電動勢，這又和真正靜止的繞組不同，通常把這種等效的靜止繞組稱作“偽靜止繞組”（pseudo-stationarycoils）。52雖然電樞本身是旋轉的，但其繞組通過換向器電刷接到端接板上，電刷將閉合的電樞繞組分成兩條支路。當一條支路中的導線經(jīng)過正電刷歸入另一條支路中時，在負電刷下又有一根導線補回來。

53分析結果電樞磁動勢的作用可以用補償繞組磁動勢抵消，或者由于其作用方向與d

軸垂直而對主磁通影響甚微，所以直流電機的主磁通基本上唯一地由勵磁繞組的勵磁電流決定，這是直流電機的數(shù)學模型及其控制系統(tǒng)比較簡單的根本原因。54

交流電機的物理模型如果能將交流電機的物理模型（見下圖）等效地變換成類似直流電機的模式，分析和控制就可以大大簡化。坐標變換正是按照這條思路進行的。在這里，不同電機模型彼此等效的原則是：在不同坐標下所產(chǎn)生的磁動勢完全一致。55

眾所周知，交流電機三相對稱的靜止繞組A、B、C，通以三相平衡的正弦電流時，所產(chǎn)生的合成磁動勢是旋轉磁動勢F，它在空間呈正弦分布，以同步轉速s

（即電流的角頻率）順著A-B-C的相序旋轉。這樣的物理模型繪于下圖5-2a中。

56（1）交流電機繞組的等效物理模型ABCABCiAiBiCFωs圖5-2a三相交流繞組57

旋轉磁動勢的產(chǎn)生然而，旋轉磁動勢并不一定非要三相不可，除單相以外，二相、三相、四相、……等任意對稱的多相繞組，通以平衡的多相電流，都能產(chǎn)生旋轉磁動勢，當然以兩相最為簡單。58（2）等效的兩相交流電機繞組Fiiωs圖5-2b兩相交流繞組

59圖5-2b中繪出了兩相靜止繞組和，它們在空間互差90°，通以時間上互差90°的兩相平衡交流電流，也產(chǎn)生旋轉磁動勢F。當圖a和b的兩個旋轉磁動勢大小和轉速都相等時，即認為圖5-2b的兩相繞組與圖5-2a的三相繞組等效。

60（3）旋轉的直流繞組與等效直流電機模型sFdqidiqdq圖5-2c旋轉的直流繞組

61再看圖5-2c中的兩個匝數(shù)相等且互相垂直的繞組d和q，其中分別通以直流電流id

和iq，產(chǎn)生合成磁動勢F，其位置相對于繞組來說是固定的。如果讓包含兩個繞組在內的整個鐵心以同步轉速旋轉，則磁動勢F自然也隨之旋轉起來，成為旋轉磁動勢。62把這個旋轉磁動勢的大小和轉速也控制成與圖a和圖b中的磁動勢一樣，那么這套旋轉的直流繞組也就和前面兩套固定的交流繞組都等效了。當觀察者也站到鐵心上和繞組一起旋轉時，在他看來，d

和q是兩個通以直流而相互垂直的靜止繞組。如果控制磁通的位置在d

軸上，就和直流電機物理模型沒有本質上的區(qū)別了。這時，繞組d相當于勵磁繞組，q相當于偽靜止的電樞繞組。

63

等效的概念

由此可見，以產(chǎn)生同樣的旋轉磁動勢為準則，圖5-2a的三相交流繞組、圖b的兩相交流繞組和圖c中整體旋轉的直流繞組彼此等效?；蛘哒f，在三相坐標系下的iA、iB

、iC，在兩相坐標系下的i、i

和在旋轉兩相坐標系下的直流id、iq

是等效的，它們能產(chǎn)生相同的旋轉磁動勢。64有意思的是：就圖5-2c的d、q兩個繞組而言，當觀察者站在地面看上去，它們是與三相交流繞組等效的旋轉直流繞組；如果跳到旋轉著的鐵心上看，它們就的的確確是一個直流電機模型了。這樣，通過坐標系的變換，可以找到與交流三相繞組等效的直流電機模型。65現(xiàn)在的問題是，如何求出iA、iB

、iC

與i、i和id、iq之間準確的等效關系，這就是坐標變換的任務。662.三相--兩相變換（3/2變換）

現(xiàn)在先考慮上述的第一種坐標變換——在三相靜止繞組A、B、C和兩相靜止繞組、之間的變換，或稱三相靜止坐標系和兩相靜止坐標系間的變換，簡稱3/2變換。

67圖5-3中繪出了A、B、C

和、兩個坐標系，為方便起見，取A軸和軸重合。設三相繞組每相有效匝數(shù)為N3，兩相繞組每相有效匝數(shù)為N2，各相磁動勢為有效匝數(shù)與電流的乘積，其空間矢量均位于有關相的坐標軸上。由于交流磁動勢的大小隨時間在變化著，圖中磁動勢矢量的長度是隨意的。68CAN2iN3iAN3iCN3iBN2iβ60o60oB圖5-3三相和兩相坐標系與繞組磁動勢的空間矢量

69

設磁動勢波形是正弦分布的，當三相總磁動勢與二相總磁動勢相等時，兩套繞組瞬時磁動勢在、軸上的投影都應相等，

70寫成矩陣形式，得（5-1）

71

考慮變換前后總功率不變，在此前提下，可以證明（見p96），匝數(shù)比應為（5-2）

72代入式（5-1），得（5-3）

73令C3/2

表示從三相坐標系變換到兩相坐標系的變換矩陣，則（5-4）

（5-5）

三相—兩相坐標系的變換矩陣74如果三相繞組是Y形聯(lián)結不帶零線，則有iA+iB+iC=0，或iC=iAiB

。代入式（5-4）和（5-5）并整理后得（5-6）

75（5-7）

按照所采用的條件，電流變換陣也就是電壓變換陣，同時還可證明，它們也是磁鏈的變換陣。763.兩相—兩相旋轉變換（2s/2r變換）

從圖5-2等效的交流電機繞組和直流電機繞組物理模型的圖b和圖c中從兩相靜止坐標系到兩相旋轉坐標系d、q變換稱作兩相—兩相旋轉變換，簡稱2s/2r變換，其中s表示靜止，r表示旋轉。把兩個坐標系畫在一起，即得圖5-4。77iqsiniFssidcosididsiniqcosiβiqdq圖5-4兩相靜止和旋轉坐標系與磁動勢（電流）空間矢量

78圖5-4中，兩相交流電流i、i和兩個直流電流id、iq

產(chǎn)生同樣的以同步轉速s旋轉的合成磁動勢Fs

。由于各繞組匝數(shù)都相等，可以消去磁動勢中的匝數(shù)，直接用電流表示，例如Fs

可以直接標成is

。但必須注意，這里的電流都是空間矢量，而不是時間相量。79

d，q

軸和矢量Fs（is

）都以轉速s

旋轉，分量id、iq的長短不變，相當于d，q繞組的直流磁動勢。但、軸是靜止的，軸與d

軸的夾角

隨時間而變化，因此is

在、軸上的分量的長短也隨時間變化，相當于繞組交流磁動勢的瞬時值。由圖5-4可見，i、i

和id、iq

之間存在下列關系80

2s/2r變換公式81寫成矩陣形式，得

（5-8）

（5-9）

是兩相旋轉坐標系變換到兩相靜止坐標系的變換陣。

式中

兩相旋轉—兩相靜止坐標系的變換矩陣82對式（5-8）兩邊都左乘以變換陣的逆矩陣，即得

(5-10)83

(5-11)則兩相靜止坐標系變換到兩相旋轉坐標系的變換陣是

電壓和磁鏈的旋轉變換陣也與電流（磁動勢）旋轉變換陣相同。

兩相靜止—兩相旋轉坐標系的變換矩陣84is(Fs)ssidiqdq令矢量is

和d軸的夾角為s

，已知id、iq

，求is

和s

，就是直角坐標/極坐標變換，簡稱K/P變換（圖5-5）。4.直角坐標/極坐標變換（K/P變換）

圖5-5K/P變換空間矢量85顯然，其變換式應為

（5-12）（5-13）86當s在0°~90°之間變化時，tans

的變化范圍是0~∞，這個變化幅度太大，很難在實際變換器中實現(xiàn)，因此常改用下列方式來表示s

值87（5-14）

式（5-14）可用來代替式（5-13），作為s的變換式。這樣88三相異步電動機在兩相坐標系上的

數(shù)學模型前已指出，異步電機的數(shù)學模型比較復雜，坐標變換的目的就是要簡化數(shù)學模型。異步電機數(shù)學模型是建立在三相靜止的ABC坐標系上的，如果把它變換到兩相坐標系上，由于兩相坐標軸互相垂直，兩相繞組之間沒有磁的耦合，僅此一點，就會使數(shù)學模型簡單了許多。89

異步電機在兩相任意旋轉坐標系（dq坐

標系）上的數(shù)學模型

兩相坐標系可以是靜止的，也可以是旋轉的，其中以任意轉速旋轉的坐標系為最一般的情況，有了這種情況下的數(shù)學模型，要求出某一具體兩相坐標系上的模型就比較容易了。

90

變換關系

設兩相坐標d軸與三相坐標A軸的夾角為s

，而ps=dqs為dq坐標系相對于定子的角轉速，dqr

為dq坐標系相對于轉子的角轉速。ABCFsdqssdq圖5-6任意兩相坐標變換空間矢量

91要把三相靜止坐標系上的電壓方程、磁鏈方程和轉矩方程(p94)都變換到兩相旋轉坐標系上來，可以先利用3/2變換將方程式中定子和轉子的電壓、電流、磁鏈和轉矩都變換到兩相靜止坐標系、上，然后再用旋轉變換陣C2s/2r

將這些變量變換到兩相旋轉坐標系dq上。92

變換過程具體的變換運算比較復雜，此處從略，需要時可參看相關參考文獻。ABC坐標系坐標系dq坐標系3/2變換C2s/2r93

矢量控制思想的引入異步電機的動態(tài)數(shù)學模型是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統(tǒng)，通過坐標變換，可以使之降階并化簡，但并沒有改變其非線性、多變量的本質。需要高動態(tài)性能的異步電機調速系統(tǒng)必須在其動態(tài)模型的基礎上進行分析和設計，但要完成這一任務并非易事。經(jīng)過多年的潛心研究和實踐，有幾種控制方案已經(jīng)獲得了成功的應用，目前應用最廣的就是按轉子磁鏈定向的矢量控制系統(tǒng)。94直流電機交流電機表達式一表達式二圖5-7異步電機矢量圖95二、矢量控制系統(tǒng)的基本思路

在坐標變換章節(jié)中已經(jīng)闡明，以產(chǎn)生同樣的旋轉磁動勢為準則，在三相坐標系上的定子交流電流iA、iB

、iC

，通過三相/兩相變換可以等效成兩相靜止坐標系上的交流電流i、i

，再通過同步旋轉變換，可以等效成同步旋轉坐標系上的直流電流id

和iq

。96

如果觀察者站到鐵心上與坐標系一起旋轉，他所看到的便是一臺直流電機，可以控制使交流電機的轉子總磁通

r就是等效直流電機的磁通，如果把d軸定位于的方向上，稱作M（Magnetization）軸，把q軸稱作T（Torque）軸，則M繞組相當于直流電機的勵磁繞組，im

相當于勵磁電流，T繞組相當于偽靜止的電樞繞組，it

相當于與轉矩成正比的電樞電流。

97把上述等效關系用結構圖的形式畫出來，便得到圖5-8。從整體上看，輸入為A，B，C三相電壓，輸出為轉速，是一臺異步電機。從內部看，經(jīng)過3/2變換和同步旋轉變換，變成一臺由im

和it

輸入，由輸出的直流電機。98圖5-8異步電動機的坐標變換結構圖3/2——三相/兩相變換;VR——同步旋轉變換;——M軸與軸（A軸）的夾角

3/2VR等效直流電機模型ABC

iAiBiCitimii異步電動機

異步電機的坐標變換結構圖99

既然異步電機經(jīng)過坐標變換可以等效成直流電機，那么，模仿直流電機的控制策略，得到直流電機的控制量，經(jīng)過相應的坐標反變換，就能夠控制異步電機了。由于進行坐標變換的是電流（代表磁動勢）的空間矢量，所以這樣通過坐標變換實現(xiàn)的控制系統(tǒng)就叫作矢量控制系統(tǒng)（VectorControlSystem），控制系統(tǒng)的原理結構如下圖所示。100

矢量控制系統(tǒng)原理結構圖

控制器VR-12/3電流控制變頻器3/2VR等效直流電機模型+i*mi*t

si*i*i*Ai*Bi*CiAiBiCiiβimit~反饋信號異步電動機給定信號

圖5-9矢量控制系統(tǒng)原理結構圖101

在設計矢量控制系統(tǒng)時，可以認為，在控制器后面引入的反旋轉變換器VR-1與電機內部的旋轉變換環(huán)節(jié)VR抵消，2/3變換器與電機內部的3/2變換環(huán)節(jié)抵消，如果再忽略變頻器中可能產(chǎn)生的滯后，則圖5-9中虛線框內的部分可以完全刪去，剩下的就是直流調速系統(tǒng)了。102

設計控制器時省略后的部分控制器VR-12/3電流控制變頻器3/2VR等效直流電機模型+i*mi*t

si*i*i*Ai*Bi*CiAiBiCiiβimit~反饋信號異步電動機給定信號

圖5-10簡化控制結構圖103可以想象，這樣的矢量控制交流變壓變頻調速系統(tǒng)在靜、動態(tài)性能上完全能夠與直流調速系統(tǒng)相媲美。104三、按轉子磁鏈定向的矢量控制方程及其

解耦作用問題的提出

上述只是矢量控制的基本思路，其中的矢量變換包括三相/兩相變換和同步旋轉變換。在前述動態(tài)模型分析中，進行兩相同步旋轉坐標變換時，只規(guī)定了d，q兩軸的相互垂直關系和與定子頻率同步的旋轉速度，并未規(guī)定兩軸與電機旋轉磁場的相對位置，對此是有選擇余地的。105

按轉子磁鏈定向現(xiàn)在d軸是沿著轉子總磁鏈矢量的方向，并稱之為M（Magnetization）軸，而q軸再逆時針轉90°，即垂直于轉子總磁鏈矢量，稱之為T（Torque）軸。這樣的兩相同步旋轉坐標系就具體規(guī)定為M，T坐標系，即按轉子磁鏈定向（FieldOrientation）的坐標系。106

當兩相同步旋轉坐標系按轉子磁鏈定向時，應有（5-15）

107（5-16）

108

按轉子磁鏈定向后的系統(tǒng)模型（5-16）代入M、T軸系的電壓矩陣方程式（5-15）,即得磁場定向的電壓基本方程，由第三、四行可分別得到（5-17）和（5-18）分別帶入（5-16）得：

109

按轉子磁鏈定向的意義式（5-19）表明，轉子磁鏈僅由定子電流勵磁分量產(chǎn)生，與轉矩分量無關，從這個意義上看，定子電流的勵磁分量與轉矩分量是解耦的。式（5-19）還表明，r與ism之間的傳遞函數(shù)是一階慣性環(huán)節(jié)，時間常數(shù)為轉子磁鏈勵磁時間常數(shù)，當勵磁電流分量ism突變時，r的變化要受到勵磁慣性的阻撓，這和直流電機勵磁繞組的慣性作用是一致的。110由式（5-20）和式（5-19）可分別得轉差角頻率公式111式（5-21）是在任意選取的MT坐標內電磁轉矩的表達式，無論對動態(tài)還是穩(wěn)態(tài)都是適用的式（5-22）是在已沿轉子磁場定向的特定MT坐標內電磁轉矩表達式，在轉子磁場恒定或者變化時都適用。式（5-23）是在沿磁場定向的特定MT坐標內轉子磁場恒定，即電機穩(wěn)態(tài)運行時的電磁轉矩表達式112式（5-19）、（5-24）和（5-22）構成矢量控制基本方程式，按照這些關系可將異步電機的數(shù)學模型繪成圖5-11中的形式，圖中前述的等效直流電機模型（見圖5-8）被分解成和r

兩個子系統(tǒng)。可以看出，雖然通過矢量變換，將定子電流解耦成ism

和ist兩個分量，但是，從和r

兩個子系統(tǒng)來看，由于T同時受到ist

和r

的影響，兩個子系統(tǒng)仍舊是耦合著的。113電流解耦數(shù)學模型的結構3/2VR×圖5-11異步電動機矢量變換與電流解耦數(shù)學模型114

按照圖5-9的矢量控制系統(tǒng)原理結構圖模仿直流調速系統(tǒng)進行控制時，可設置磁鏈調節(jié)器AR和轉速調節(jié)器ASR分別控制r

和，如圖5-12所示。為了使兩個子系統(tǒng)完全解耦，除了坐標變換以外，還應設法抵消轉子磁鏈r

對電磁轉矩Te

的影響。115電流控制變頻器÷異步電機矢量變換模型圖5-12矢量控制系統(tǒng)原理結構圖116

比較直觀的辦法是，把ASR的輸出信號除以r

，當控制器的坐標反變換與電機中的坐標變換對消，且變頻器的滯后作用可以忽略時，此處的（r

）便可與電機模型中的（r

）對消，兩個子系統(tǒng)就完全解耦了。這時，帶除法環(huán)節(jié)的矢量控制系統(tǒng)可以看成是兩個獨立的線性子系統(tǒng)，可以采用經(jīng)典控制理論的單變量線性系統(tǒng)綜合方法或相應的工程設計方法來設計兩個調節(jié)器AR和ASR。117

應該注意，在異步電機矢量變換模型中的轉子磁鏈r

和它的定向相位角

都是實際存在的，而用于控制器的這兩個量都難以直接檢測，只能采用觀測值或模型計算值，在圖5-12中冠以符號“^”以示區(qū)別。118

解耦條件因此，兩個子系統(tǒng)完全解耦只有在下述三個假定條件下才能成立：①轉子磁鏈的計算值等于其實際值r

；②轉子磁場定向角的計算值等于其實際值；③忽略電流控制變頻器的滯后作用。

119四、轉子磁鏈模型

要實現(xiàn)按轉子磁鏈定向的矢量控制系統(tǒng)，很關鍵的因素是要獲得轉子磁鏈信號，以供磁鏈反饋和除法環(huán)節(jié)的需要。開始提出矢量控制系統(tǒng)時，曾嘗試直接檢測磁鏈的方法，一種是在電機槽內埋設探測線圈，另一種是利用貼在定子內表面的霍爾元件或其它磁敏元件。120從理論上說，直接檢測應該比較準確，但實際上這樣做都會遇到不少工藝和技術問題，而且由于齒槽影響，使檢測信號中含有較大的脈動分量，越到低速時影響越嚴重。因此，現(xiàn)在實用的系統(tǒng)中，多采用間接計算的方法，即利用容易測得的電壓、電流或轉速等信號，利用轉子磁鏈模型，實時計算磁鏈的幅值與相位。利用能夠實測的物理量的不同組合，可以獲得多種轉子磁鏈模型，具體見書中P106。

121五、轉速、磁鏈閉環(huán)控制的矢量控制系統(tǒng)

——直接矢量控制系統(tǒng)

如前所述，在矢量控制系統(tǒng)中，主要依賴于對轉子磁鏈的檢測和觀察，不同的磁鏈觀察模型，需要對不同基本量（電壓、電流、轉速及指令參數(shù)等）的檢測，因而構成了各種矢量控制系統(tǒng)122電流控制變頻器電流控制變頻器可以采用如下兩種方式：電流滯環(huán)跟蹤控制的CHBPWM變頻器（圖5-13a），帶電流內環(huán)控制的電壓源型PWM變頻器（圖5-13b）。帶轉速和磁鏈閉環(huán)控制的矢量控制系統(tǒng)又稱直接矢量控制系統(tǒng)。123（1）電流滯環(huán)跟蹤控制的CHBPWM變頻器i*Ai*Bi*CiAiCiBABC圖5-13a電流控制變頻器124（2）帶電流內環(huán)控制的電壓源型PWM變頻器i*Ai*Bi*CiAiCiBABC1ACR2ACR3ACRPWMu*Au*Bu*C圖5-13b電流控制變頻器125（3）轉速磁鏈閉環(huán)微機控制電流滯環(huán)型

PWM變頻調速系統(tǒng)

另外一種提高轉速和磁鏈閉環(huán)控制系統(tǒng)解耦性能的辦法是在轉速環(huán)內增設轉矩控制內環(huán)，如下圖5-14所示。

圖中，作為一個示例，主電路采用了電流滯環(huán)跟蹤控制的CHBPWM變頻器。126VR-12/3LrATRASRAR電流變換和磁鏈觀測M3~TA+++cos

sin

isnpLmis*T*eTe*rrri*sti*smi*si*si*sAi*sBi*sCist電流滯環(huán)型PWM變頻器微型計算機圖5-14帶轉矩內環(huán)的轉速、磁鏈閉環(huán)矢量控制系統(tǒng)

127

工作原理轉速正、反向和弱磁升速，磁鏈給定信號由函數(shù)發(fā)生程序獲得。轉速調節(jié)器ASR的輸出作為轉矩給定信號，弱磁時它還受到磁鏈給定信號的控制。在轉矩內環(huán)中，磁鏈對控制對象的影響相當于一種擾動作用，因而受到轉矩內環(huán)的抑制，從而改造了轉速子系統(tǒng)，使它少受磁鏈變化的影響。128第6章基于動態(tài)模型按定子磁鏈控制的

直接轉矩控制系統(tǒng)概述直接轉矩控制系統(tǒng)簡稱DTC(DirectTorqueControl)系統(tǒng)，是繼矢量控制系統(tǒng)之后發(fā)展起來的另一種高動態(tài)性能的交流電動機變壓變頻調速系統(tǒng)。在它的轉速環(huán)里面，利用轉矩反饋直接控制電機的電磁轉矩，因而得名。129一、直接轉矩控制系統(tǒng)的原理和特點系統(tǒng)組成圖6-1按定子磁鏈控制的直接轉矩控制系統(tǒng)130

結構特點轉速雙閉環(huán)：ASR的輸出作為電磁轉矩的給定信號；設置轉矩控制內環(huán)，它可以抑制磁鏈變化對轉速子系統(tǒng)的影響，從而使轉速和磁鏈子系統(tǒng)實現(xiàn)了近似的解耦。轉矩和磁鏈的控制器：用滯環(huán)控制器取代通常的PI調節(jié)器。131

控制特點

與VC系統(tǒng)一樣，它也是分別控制異步電動機的轉速和磁鏈，但在具體控制方法上，DTC系統(tǒng)與VC系統(tǒng)不同的特點是：1）轉矩和磁鏈的控制采用雙位式砰-砰控制器，并在PWM逆變器中直接用這兩個控制信號產(chǎn)生電壓的SVPWM波形，從而避開了將定子電流分解成轉矩和磁鏈分量，省去了旋轉變