反饋控制電路本科上課用課件

前面各章分別介紹了放大電路、振蕩電路、調(diào)制電路和解調(diào)電路。由這些功能電路可以組成一個完整的通信系統(tǒng)或其它電子系統(tǒng),但是這樣組成的系統(tǒng)其性能不確定完善。例如,在調(diào)幅接收機中,天線上感生的有用信號的強度往往由于電波傳播衰落等緣由會有較大的起伏變更,導致放大器輸出信號時強時弱不規(guī)則變更,有時還會造成堵塞。又如,在通信系統(tǒng)中,收發(fā)兩地的載頻應保持嚴格同步,使輸出中頻穩(wěn)定,而要做到這一點也比較困難。11.1引言一、在無線通信中為什么要引入自動限制電路？二、反饋限制電路的組成及原理概述1、組成：反饋限制器+對象電路的輸入量為，輸出量為；反饋控制器的輸入量為，輸出量為2.控制過程：若

受某種因素的影響而遭到破壞，則反饋控制器就對和進行比較，檢測出它們與預定關系之間的偏離程度，并產(chǎn)生相應的誤差量，加到被控制對象上對進行調(diào)節(jié)，使和之間接近到預定的狀態(tài)（關系），而進入穩(wěn)定狀態(tài)。

需要比較和調(diào)節(jié)的參量為電壓（電流），和為電壓（電流）。相應的需要比較和調(diào)節(jié)的參量為頻和為頻率。

率則相應的需要比較和調(diào)節(jié)的參量為相位，和為相位。

則相應的①自動增益限制(AutomaticGainControl，簡稱AGC)②自動頻率限制(AutomaticFrequencyControl，簡稱AFC)③自動相位限制(PhaseLockedLoop，簡稱PLL或鎖相環(huán))三、反饋限制電路的分類：11.2自動增益限制電路(AGC)在通信、導航、遙測遙控系統(tǒng)中,由于受放射功率大小、收發(fā)距離遠近、電波傳播衰落等各種因素的影響,接收機所接收的信號強弱變更范圍很大,信號最強時與最弱時可相差幾特殊貝。假如接收機增益不變,則信號太強時會造成接收機飽和或堵塞,而信號太弱時又可能被丟失。因此,必需接受自動增益限制電路,使接收機的增益隨輸入信號強弱而變更。這是接收機中幾乎不行缺少的幫助電路。在放射機或其它電子設備中,自動增益限制電路也有廣泛的應用。一、在無線通信中為什么要引入自動增益限制電路？設輸入信號振幅為Ux,輸出信號振幅為Uy,可控增益放大器增益為Ａg（uc）,即其是限制信號uc的函數(shù),則有：Uy=Ag(uc)Ux(11.1)11.2.1自動增益限制電路概述１.電路組成框圖反饋網(wǎng)絡２.比較過程:在ＡＧＣ電路里,比較參量是信號電壓,所以接受電壓比較器。反饋網(wǎng)絡檢測出輸出信號振幅（平均電壓或峰值電壓）,濾去不須要的較高頻率重量,然后進行適當放大后與恒定的參考電平UR比較,產(chǎn)生一個誤差信號ue。限制信號發(fā)生器在這里可看作是一個比例環(huán)節(jié),增益為ｋ1。若Ux減小而使Uy減小時,環(huán)路產(chǎn)生的限制信號uc將使增益Ａg增大,從而使Uy趨于增大。若Ux增大而使Uy增大時,環(huán)路產(chǎn)生的限制信號uc將使增益Ａg減小,從而使Uy趨于減小。無論何種狀況,通過環(huán)路不斷地循環(huán)反饋,都應當使輸出信號振幅Uy保持基本不變或僅在較小范圍內(nèi)變更。具有自動增益限制電路的超外差式接收機方框圖如圖所示:6.1.1檢波器的輸出信號包含有直流重量和低頻溝通重量，其中直流電平的凹凸干脆所接受的信號的強弱，而低頻重量則反映出輸入調(diào)幅波的包絡，經(jīng)RC低通濾波器取出的直流重量經(jīng)直流放大器放大后就是AGC電壓，去限制混頻、高頻放大器的增益，︱UAGC︱大，說明輸入信號強，用︱UAGC︱其限制混頻、高頻放大器的增益使增益減小；︱UAGC︱小，說明輸入信號弱，用︱UAGC︱其限制混頻、高頻放大器的增益使增益增大，達到自動增益限制的目的。+UAGC

11.2.3AGC電壓的產(chǎn)生方法：一、兩種基本的AGC電壓產(chǎn)生電路：①平均值式AGC電壓產(chǎn)生電路二極管D、C1、C2、RL1、RL2、Cc、Ri2構(gòu)成檢波器（避開負峰切割）。R2、C3構(gòu)成低通濾波器取走檢波器輸出的直流平均重量，得到+UAGC電壓，因為此電壓的大小只與載波的振幅有關，而與調(diào)幅度無關，因此它能反映輸入信號的強弱。平均值無AGC電路有AGC電路平均值式AGC電壓產(chǎn)生電路的缺點：一有外來信號，AGC就立刻起作用，接收機的增益就因受控而減小，這對提高接收機的靈敏度是不利的，這一點對微弱信號的接受尤其不利。為了克服這個缺點，可接受延遲式AGC電路。②延遲式AGC電壓產(chǎn)生電路（了解內(nèi)容）在延遲AGC電路里有一個起控門限,即比較器參考電壓Ur,它對應的輸入信號振幅Uimin,如右圖所示。動態(tài)范圍變更“延遲電壓”可變更門限的大小低通濾波器VD、C1、R1組成AGC檢波器圖8―6延遲AGC電路

可見，只有放大器的輸出大于延遲電壓后，即輸入信號幅度大于門限電壓時，AGC檢波器才工作。這種ＡＧＣ電路由于須要延遲到Ｕx＞Ｕxmin之后才起先限制作用,故稱為延遲ＡＧＣ?！把舆t”二字不是指時間上的延遲。限制放大器增益的方法主要有兩種:一種方法是通過變更放大器本身的某些參數(shù),如放射極電流、負載、電流支配比、恒流源電流、負反饋大小等等來限制其增益;另一種方法是插入可控衰減器來變更整個放大器的增益。11.2.4實現(xiàn)AGC的方法下面介紹兩種常用的方法實現(xiàn)AGC電路。１.變更放射極電流IE晶體管放大器的增益取決于晶體管正向傳輸導納|yfe|(或者β),而|yfe|又與晶體管工作點有關,所以,變更放射極平均電流ＩE就可以使|yfe|隨之變更,從而達到限制放大器增益的目的。圖6.1.4是晶體管特性曲線，其中實線是普通晶體管特性，虛線是AGC管特性。

簡潔AGC有正向AGC和反向AGC之分：所謂反向AGC，是指當輸入信號增強時，希望增益減小，則應該減小，所以的變化方向與減小，即信號的變化方向相反。輸入圖6.1.4晶體管特性曲線

所謂的正向AGC，是指當輸入信號增加時，若使增益減小，應該增大，圖6.1.4晶體管特性曲線

的變化方向與輸入所以信號的變更方向相同。AGC限制電壓既可以從放射極送入，也可以從基極送入，如圖11.1.5所示。6.1.1圖11.1.5改變的增益控制電路２變更放大器負反饋深度實現(xiàn)AGC:集成電路中常用的放射極負反饋增益限制電路。V1和V2組成差分放大器。信號從V1、V2的兩個基極雙端輸入,從兩個集電極雙端輸出,限制信號uc從V3管基極注入。兩個二極管V4、V5和電阻Ｒe1、Ｒe2構(gòu)成放射極負反饋,且有Ｒe1＝Ｒe2＝Ｒe,Ｒc1＝Ｒc2＝Ｒc。二極管Ｖ4、Ｖ5導通與否取決于Ｒe1和Ｒe2上的壓降。當限制電壓uc很小時,ＩC3很小,流經(jīng)Ｒe1和Ｒe2上的平均電流各為ＩC3／２。如ＩC3Ｒe／２小于二極管導通電壓,則二極管Ｖ４、Ｖ５截止,這時差分放大器增益最小,在滿足深度負反饋條件時，雙端輸出增益可寫成當限制電壓uc漸漸增大,ＩC3增加,使ＩC3Ｒe／２大于二極管導通電壓,則Ｖ４、Ｖ５導通,導通電阻rd將隨著導通電流ID的增加而減小。如Ｒe取值較大,隨著ＩC3的增加,二極管的分流作用越來越大,ｒd越來越小,放射極等效電阻R′e=rd‖Re也越來越小,負反饋作用越來越弱,差分放大器增益越來越大,限制過程為uc↑→IC3↑→ID↑→rd↓→R′e↓→Ag↑。這時的增益表達式為:Ag≈-(8.3.10)可見,利用這種電路進行增益限制時,限制電壓uc應隨著輸入信號增大而減小。

11.3自動頻率限制電路8.4.1工作原理自動頻率限制（ＡＦＣ）電路由頻率比較器、低通濾波器和可控頻率器件三部分組成,其方框圖如圖8．4．1所示。ＡＦＣ電路的限制參量是頻率。頻率比較器通常有兩種,一種是鑒頻器,另一種是混頻—鑒頻器。在前一種狀況,鑒頻器的中心角頻率ω0起參考信號ωr的作用。在后一種狀況,本振信號(角頻率為ωL)先與輸出信號(角頻率為ωy)進行混頻,然后再進行鑒頻。參考信號ωr=ω0+ωL。11.3自動頻率限制電路（AFC）自動頻率限制電路的限制對象是信號的頻率。AFC電路的主要作用是自動限制振蕩器的振蕩頻率。圖11.2是自動頻率限制電路的原理方框圖。圖11.2自動頻率控制電路原理框圖6.1.2該框圖的自動頻率調(diào)整過程是：壓控振蕩器的頻率頻器無輸出，控制電壓，壓控振蕩器振蕩頻率不變；與標稱頻率在鑒頻器中進行比較。當時，鑒當時，鑒頻器就有誤差電壓輸出，這個誤差電壓正比于頻率誤差，經(jīng)過低通濾波器濾除干擾及噪聲后，得到控制電壓，利用控制電壓控制壓控振蕩器的振蕩頻率，最終使壓控振蕩器的頻率發(fā)生變化；變化的結(jié)果使頻率誤差減小到一定值，自動控制過程即停止，壓控振蕩器即穩(wěn)定于的頻率上，環(huán)路進入鎖定狀態(tài)。鎖定狀態(tài)的稱為穩(wěn)態(tài)頻率誤差（剩余頻率誤差）。6.1.211.3.3應用ＡＦＣ電路應用較廣,擇其主要簡介如下。１在調(diào)幅接收機中用于穩(wěn)定中頻頻率超外差式接收機是一種主要的現(xiàn)代接收系統(tǒng)。它是利用混頻器將不同載頻的高頻已調(diào)波信號先變成載頻為固定中頻的已調(diào)波信號,再進行中頻放大和解調(diào)。其整機增益和選擇性主要取決于中頻放大器的性能,所以，這就要求中頻頻率穩(wěn)定,為此常接受ＡＦＣ電路。

11.4自動相位限制電路（PLL）

鎖相環(huán)路也是一種以消退頻率誤差為目的的反饋限制電路。但它的基本原理是利用相位誤差電壓去消退頻率誤差,所以當電路達到平衡狀態(tài)之后,雖然有剩余相位誤差存在,但頻率誤差可以降低到零,從而實現(xiàn)無頻差的頻率跟蹤和相位跟蹤。而且,鎖相環(huán)還具有可以不用電感線圈、易于集成化、性能優(yōu)越等很多優(yōu)點,因此廣泛應用于通信、雷達、制導、導航、儀表和電機等方面?！預FC限制電路的缺點：ＡＦＣ電路是以消退頻率誤差為目的的反饋限制電路。由于它的基本原理是利用頻率誤差電壓去消退頻率誤差,所以當電路達到平衡狀態(tài)之后,必定有剩余頻率誤差存在,即頻差不行能為零。這是一個不行克服的缺點?！頟LL限制電路的優(yōu)點：鎖相環(huán)(PhaselockedLoop,縮寫為PLL）它由三個基本部件組成:①鑒相器(PhaseDetector,縮寫為PD)；②環(huán)路濾波器(LoopFilter,縮寫為LF)；③電壓限制振蕩器：(VoltageControlledOscillator,縮寫為VCO)11-1鎖相環(huán)的基本構(gòu)成11.4.1鎖相環(huán)的組成鎖相環(huán)(PhaselockedLoop,縮寫為PLL）：它由三個基本部件組成:①鑒相器(PhaseDetector,縮寫為PD)；②環(huán)路濾波器(LoopFilter,縮寫為LF)；③電壓限制振蕩器：(VoltageControlledOscillator,縮寫為VCO)11-1鎖相環(huán)的基本構(gòu)成11.4.2鎖相環(huán)的基本工作原理設參考信號（輸入信號）：若參考信號是未調(diào)載波時,則θr(t)=θr=常數(shù)。設輸出信號為兩信號之間的瞬時相差為：由頻率和相位之間的關系可得兩信號之間的瞬時頻差為：鎖定后兩信號之間的相位差表現(xiàn)為一固定的穩(wěn)態(tài)值。即此時,輸出信號的頻率已偏離了原來的自由振蕩頻率ω0(限制電壓uc(t)=0時的頻率),其偏移量為：這時輸出信號的工作頻率已變?yōu)?結(jié)論：通過PLL的相位跟蹤，可實現(xiàn)輸入與輸出頻率同步，頻差為0，只有很小的穩(wěn)態(tài)相差。一、基本環(huán)路方程

1.鑒相器（PD）又稱為相位比較器功能：用來比較兩個輸入信號（參考信號ur(t)與uo(t)）之間的相位差θe(t)。目的：輸出的誤差信號ud(t)是相差θe(t)的函數(shù)，即正弦鑒相器模型11.4.3鎖相環(huán)的相位模型和環(huán)路方程統(tǒng)一規(guī)定：以壓控振蕩器的載波相位ω0t作為參考相位輸出信號uo(t)與參考信號ur為：uo(t)=Uocos［ω0t+θ0(t)］

=Uocos［ω0t+θ2(t)］

ur(t)=Ursin［ωrt+θr(t)］=Ursin［ω0t+θ1(t)］

式中，θ2(t)=θ0(t)

θ1(t)=(ωr-ω0)t+θr(t)=Δω0t+θr(t)濾除2ω0重量,可得ud(t)=Udsin［θ1(t)-θ2(t)］=Udsinθe(t)因為線性鑒相器的頻域數(shù)學模型正弦鑒相器的鑒相特性因此，鑒相器的數(shù)學模型和鑒相特性表示如下。2.環(huán)路濾波器環(huán)路濾波器(LF)是一個線性低通濾波器,用來濾除誤差電壓ud(t)中的高頻重量和噪聲,更重要的是它對環(huán)路參數(shù)調(diào)整起到確定性的作用。它是一種線性系統(tǒng)，其模型如下。圖8―17環(huán)路濾波器的模型(a)時域模型;(b)頻域模型常用電路有RC積分濾波器、無源比例積分濾波器和有源積分濾波器（1）RC積分濾波器這是最簡潔的低通濾波器,電路如圖11-2所示,11-2RC積分濾波器的組成與頻率特性(a)電路組成;(b)頻率特性其傳遞函數(shù)為：明顯，從它的幅頻和相頻特性看出，它是一個低通網(wǎng)絡，且相位滯后。②無源比例積分濾波器R1CR2vd（t）vc（t）無源比例積分濾波器其中：,通常R1>R2③有源比例積分濾波器如果將K（s）中的s用微分算子p替代，可寫出濾波器的輸出電壓與輸入信號之間的微分方程：其中為微分算子，由上式可得環(huán)路濾波器的電路模型如右圖所示。F(p)vd（t）vc（t）有源比例積分濾波器R1R2C-+3、壓控振蕩器（VCO）壓控振蕩器：是瞬時頻率

控制的振蕩器。其控制特性可用壓控特性曲線來描述，如右圖所示。ωovc(t)ωc其中：時的固有振蕩頻率：K0：壓控靈敏度

由于VCO的輸出反饋到鑒相器，而從鎖相環(huán)的限制作用來看，VCO對鑒相器起作用的不是其頻率而是相位，故對上式積分即可求出相位：上式中：為積分算子壓控振蕩器數(shù)學模型如圖所示。KO/pF(p)θ1(t)

θe(t)

KO/pθ2(t)二、鎖相環(huán)路相位模型和基本方程1、相位模型將上述鎖相環(huán)的三個基本部件的模型按環(huán)路組成框圖聯(lián)接起來，即可構(gòu)成鎖相環(huán)路相位模型，如下圖所示：2、基本方程依據(jù)鎖相環(huán)路相位模型，可得到以相位形式表示的基本微分方程：∴環(huán)路的微分方程為：3、環(huán)路工作的定性分析設輸入信號為固定頻率的正弦信號（即均為常量）由于

∴有：

固有角頻差

代入環(huán)路的微分方程可得：上式左邊第一項環(huán)路的瞬時角頻差。

左邊第二項：

是VCO受控制電壓Vc(t)的作用后輸出的瞬時角頻率與固有振蕩頻率之差，稱為控制角頻差。由以上分析可得：結(jié)論：閉合環(huán)路中任何時刻滿足：瞬時頻差+限制頻差=固有頻差。三、鎖相環(huán)路的工作原理設壓控振蕩器的固有振蕩頻率為,而當環(huán)路閉合瞬間，外輸入信號角頻率與即不相同也不相干，則鑒相器輸出的差拍電壓為：①失鎖狀態(tài)如果環(huán)路固有角頻差>環(huán)路低通濾波器的通頻帶則差拍電壓將被濾除，而不能形成控制電壓

因為閉合瞬間控制電壓uc=0,故壓控振蕩器輸出角頻率即：環(huán)路的瞬時頻差=固有頻差環(huán)路此時處于失鎖狀態(tài)。則②鎖定狀態(tài)由于很接近，所以很可能擺動到上，當時：相位差如果十分接近，即固有頻差，則差拍電壓不會被環(huán)路濾波器濾除而形成控制電壓，去控制壓控振蕩器，VCO產(chǎn)生中心頻率為的調(diào)頻信號VCO的瞬時振蕩頻率將以為中心在一定范圍內(nèi)來回擺動，即環(huán)路產(chǎn)生了控制頻差此時鑒相器輸出電壓是一個較小的直流電壓，環(huán)路進入鎖定狀態(tài)。③牽引捕獲狀態(tài)如果令:另有∴

其中顯然不再是一個正弦電壓，而是一個上下不對稱的差拍電壓；經(jīng)環(huán)路濾波后有直流電壓加到VCO的控制端，從而使的偏移增大，使更接,上述過程持續(xù)直到，環(huán)路進入鎖定狀態(tài)。vdt當介于上述兩者之間時，如果VCO的瞬時頻率圍繞為中心擺動的范圍小，至使不可能擺動到處時，環(huán)路不能立即入鎖。此時VCO輸出的調(diào)頻波，其調(diào)制頻率就是差拍頻率，與輸入信號經(jīng)鑒相器PD鑒相，輸出一個正弦波與調(diào)頻波的差拍電壓：④跟蹤狀態(tài)當環(huán)路已處于鎖定狀態(tài)后，如果的頻率和相位有稍變化時，例如：則直到，狀態(tài)鎖定為止。θevd同理如果則直到，狀態(tài)鎖定為止。ωcvc由以上的探討已知,鎖相環(huán)路具有以下幾個重要特性:(1)環(huán)路鎖定后,沒有剩余頻差。壓控振蕩器的輸出頻率嚴格等于輸入信號的頻率。(2)跟蹤特性。環(huán)路鎖定后,當輸入信號頻率ωr稍有變更時,VCO的頻率立刻發(fā)生相應的變更,最終使VCO輸出頻率ωv=ωr。(3)濾波特性。鎖相環(huán)通過環(huán)路濾波器的作用,具有窄帶濾波特性,能夠?qū)⒒爝M輸入信號中的噪聲和雜散干擾濾除。(4)易于集成化。組成環(huán)路的基本部件都易于接受模擬集成電路。環(huán)路實現(xiàn)數(shù)字化后,更易于接受數(shù)字集成電路。11.4鎖相環(huán)的典型應用1、鎖相倍頻在鎖相環(huán)路的反饋通道中插入分頻器就可構(gòu)成鎖相倍頻電路。如下圖所示：ωi(t)PDLFVCOvi(t)vo(t)ωo(t)ωo(t)/N當環(huán)路鎖定時，鑒相器兩輸入信號頻率相等。即有：式中N為分頻器的倍頻比。2、鎖相分頻：在鎖相環(huán)路中插入倍頻器就可構(gòu)成鎖相分頻電路。如下圖所示：ωi(t)PDLFVCOvi(t)vo(t)ωo(t)Nωo(t)當環(huán)路鎖定時：式中N為倍頻器的倍頻次數(shù)。3、鎖相混頻器設混頻器的本振信號頻率為ωL，在ωL>ωo時混頻器的輸出頻率為（ωL-ωo），經(jīng)差頻放大器后加到鑒相器上。當環(huán)路鎖定時ωo(t)ωi(t)ωL(t)

PDLFVCOvi(t)vo(t)|ωL(t)-ωo(t)|混頻差頻放大4、頻率合成器頻率合成器是利用一個標準信號源的頻率來產(chǎn)生一系列所需頻率的技術。鎖相環(huán)路加上一些幫助電路后，就能簡潔地對一個標準頻率進行加、減、乘、除運算而產(chǎn)生所需的頻率信號，且合成后的信號頻率與標準信號頻率具有相同的長期頻率穩(wěn)定度及具有較好的頻率純度，假如結(jié)合單片微機技術，可實現(xiàn)自動選頻和頻率掃描。鎖相式單環(huán)頻率合成器基本組成如下圖所示：當環(huán)路鎖定后，鑒相器兩路輸入頻率相等即：當N變更時，輸出信號頻率相應為fi的整數(shù)倍變更。PDLFVCOvi(t)vo(t)fi(t)fo(t)fo(t)/N晶振fi(t)/M

環(huán)C例：下圖為三環(huán)式頻率合成器方框圖已知：求輸出信號頻率范圍及頻率間隔環(huán)A環(huán)BPDLFVCOfi(t)fA(t)fA(t)/NAPDLFVCOfi(t)fB(t)fA(t)/NBPDLFVCO混頻帶通fo(t)fc(t)fo-fB解：∵而而環(huán)路C為混頻環(huán)，即當環(huán)路鎖定時：∴有∴當NA=300，NB=351時，當NA=301，NB=351時，因此頻率間隔：PDLFVCOfi(t)fA(t)fA(t)/NAPDLFVCOfi(t)fB(t)fB(t)/NBPDLFVCO混頻帶通fo(t)fc(t)fo-fB而當=399，=397時輸出頻率最高。所以，合成器的頻率范圍為：（35.4—40.099）MHz5、鎖相環(huán)調(diào)頻電路

一般的干脆調(diào)頻電路中，振蕩器的中心頻率穩(wěn)定度較差，而鎖相調(diào)頻電路能得到中心頻率穩(wěn)定度很高的調(diào)頻信號,鎖相環(huán)調(diào)頻電路如下圖所示。環(huán)路濾波器的帶寬必需很窄，截至頻率應小于調(diào)制信號的頻率。fi(t)晶振PDLFVCOfo(t)調(diào)頻波fΩ(t)調(diào)制信號+當調(diào)制信號為鋸齒波時，可輸出掃頻信號。當調(diào)制信號為數(shù)字脈沖時，可產(chǎn)生移頻鍵控調(diào)制（FSK信號）

調(diào)制信號作為VCO限制電壓的一部分使其頻率產(chǎn)生相應的變更，由此在輸出端得到已調(diào)頻信號。6、鎖相解調(diào)電路(1)、調(diào)頻波解調(diào)下圖是用鎖相環(huán)實現(xiàn)調(diào)頻波解調(diào)的原理框圖。假如將環(huán)路的頻帶設計的足夠?qū)?，使環(huán)路捕獲帶大于調(diào)頻波的最大頻偏，利用鎖相環(huán)的跟蹤特性，可以使VCO的振蕩頻率跟蹤輸入調(diào)頻波的瞬時頻率。假如VCO的電壓-頻率特性是線形的，則加到VCO的限制電壓的變更規(guī)律必與調(diào)頻波的瞬時頻率變更規(guī)律相同，因此在LF的輸出端可獲得不失真的解調(diào)輸出。調(diào)頻波鎖相解調(diào)的優(yōu)點是解調(diào)門限值比一般鑒相器低4—5dB。PDLFVCOVFM(t)調(diào)頻波VΩ(t)調(diào)制信號(2)、AM信號的同步檢波下圖是用鎖相環(huán)實現(xiàn)AM信號同步檢波的原理框圖。PDLFVCOVAM(t)調(diào)幅波VΩ(t)調(diào)制信號π/2移項同步檢波當環(huán)路工作在載波跟蹤狀態(tài)時，VCO輸出頻率與環(huán)路輸入已調(diào)信號的載波相同，但存在π/2的固定相移。因此，經(jīng)過π/2移項后變成與輸入已調(diào)信號的載頻相同的信號。將它與輸入已調(diào)信號共同加到同步檢波器就能得到解調(diào)信號輸出。BG322、X38、CD4046、MC1404b?！?.3單片集成鎖相環(huán)電路模擬鎖相環(huán)路：NE560、NE561、562、565L562、L564、SL565、KD801、KD802、KD8041等。數(shù)字鎖相環(huán)路：一、NE562NE562（國內(nèi)同類產(chǎn)品L562、KD801、KD8041）是目前廣泛應用的一種多功能單片鎖相環(huán)路。1．NE562組成框圖NE562是最高工作頻率可達30MHz的通用型集成鎖相環(huán)。定時電容CrPDLF限幅VCOA1A2A312111523415678910131416Vcc外接環(huán)路濾波器RC元件去加重-VEE跟蹤范圍偏壓輸出FM解調(diào)輸出VCO輸出反饋信號輸入信號輸入NE56212345678910111213141516PD（鑒相器）：接受雙平衡模擬乘法器LF：13、14腳可外接RC元件構(gòu)成環(huán)路濾波器。VCO：是射極定時的壓控多諧振蕩器，定時電容由5、6腳外接電容。限幅器：是與VCO串接的一級限制電路，7腳注入電流的大小可以限制環(huán)路的跟蹤范圍。放大器A1、A2、A3：作為隔離，緩沖放大器，10腳用于外接去加重電容。當環(huán)路用于解調(diào)時，A1，A2的放大作用可以提高9腳輸出的解調(diào)信號的電平值。既可以保證VCO的頻穩(wěn)度，又放大了VCO的輸出電壓，使3、4腳輸出的電壓幅度增大到約4.5V，以滿足PD對VCO信號電壓幅度的要求。11，12腳：外接輸入信號。VCO輸出3、4腳與PD的反饋信號輸入端2、15腳之間，可外接其它部件以發(fā)揮多功能作用。2．NE562的運用說明(1)輸入信號從11、12腳輸入時，應采用電容耦合，以避免影響輸入端的直流電位，要求容抗<<輸入電阻（2K）?？梢噪p端輸入，也可單端輸入，單端輸入時，另一端應交流接地，以提高PD增益。

(2)環(huán)路濾波的設計

NE562常用的環(huán)路濾波器有下圖所示的四種形式：

NE562RCRCCfCf1314NE562RCRCCf1314CfNE562RCRCCf1314RfRfNE562RCRCCf1314RfPDLF限幅VCOA1A2A312111523415678910131416Vcc外接環(huán)路濾波器RC元件去加重-VEE跟蹤范圍偏壓輸出FM解調(diào)輸出VCO輸出反饋信號輸入信號輸入13、14腳的外接電路與NE562內(nèi)部的PD負載電阻Rc共同構(gòu)成積分濾波器。

一般已知Rc=6K,通常選在50—200之間，根據(jù)所要求設計的環(huán)路濾波器截至頻率可計算出值：

對圖(a):

對圖(b):

對圖(c):

對圖(d):NE562RCRCCfCf1314NE562RCRCCf1314CfNE562RCRCCf1314RfRfNE562RCRCCf1314Rf(3)VCO的輸出方式與頻率調(diào)整1．VOC信號輸出端3、4腳與地之間應當接上數(shù)值相等的射極電阻，阻值一般為2—12K,使內(nèi)部射極輸出器的平均電流不超過4mA.2．當VCO輸出需與邏輯電路連接時，必需外接電平移動電路，使VCO輸出端12V的直流電平移到某一低電平值上，并使輸出方波符合邏輯電平要求，工作頻率可達到20MHz。圖（a）為好用的單端輸出，圖（b）為好用的雙端驅(qū)