畢業(yè)論文-感應(yīng)電機高性能VF控制系統(tǒng)設(shè)計

湖南大學畢業(yè)設(shè)計（論文）第2頁HUNANUNIVERSITY畢業(yè)設(shè)計（論文）設(shè)計論文題目：感應(yīng)電機高性能VF控制系統(tǒng)設(shè)計學生姓名：學生學號：專業(yè)班級：電氣工程及其自動化11級2班學院名稱：電氣與信息工程學院指導(dǎo)老師：學院院長：感應(yīng)電機高性能VF控制摘要隨著新的電力電子器件和微處理器的飛速更新，以及交流電機控制理論的近年來的迅猛發(fā)展，交流電機變頻調(diào)速技術(shù)的研究己成為現(xiàn)代電氣傳動研究領(lǐng)域的重要課題之一,交流變頻調(diào)速技術(shù)在社會的需求下勢必還會取得巨大進步與發(fā)展。脈寬調(diào)制技術(shù)作為交流變頻調(diào)速領(lǐng)域中的關(guān)鍵技術(shù)，在變頻調(diào)速技術(shù)的發(fā)展中占據(jù)了非常重要的位置。此外，恒壓頻比控制技術(shù)()是通用變頻器中最為廣泛應(yīng)用的控制方式之一。本文以TI公司的DSPTMS320LF2808芯片為控制系統(tǒng)的核心控制器，設(shè)計了一個通用變頻器的硬件系統(tǒng)。近幾年，隨著電子技術(shù)的飛速進步，DSP系統(tǒng)被越來越廣泛的應(yīng)用在各種設(shè)計之中。DSP芯片是結(jié)構(gòu)特殊的微處理器，為快速實現(xiàn)各種數(shù)字信號處理算法而專門設(shè)計。在這個數(shù)字化，電氣化的世紀，DSP系統(tǒng)已經(jīng)成為了計算機、通信和控制器類產(chǎn)品等科技領(lǐng)域的基礎(chǔ)器件之一。放眼當今國外社會，DSP芯片已廣泛應(yīng)用在技術(shù)革命的各個領(lǐng)域；在國內(nèi)，DSP技術(shù)也正飛快的在通信、自動控制、軍事、醫(yī)療器械等許多領(lǐng)域中被大規(guī)模使用。將DSP系統(tǒng)應(yīng)用到交流電機的控制系統(tǒng)中，可以很大幅度提高交流電機性能。本文簡要論述了通用變頻器各部分的工作原理及其設(shè)計方法，并且在此基礎(chǔ)上設(shè)計了變頻器的硬件電路，設(shè)計出通用變頻器主電路、采樣與保護模塊、控制模塊。關(guān)鍵詞：恒壓頻比控制，PWM，DSP系統(tǒng)，通用變頻器VFControlofInductionMotorAbstract.Recently,theresearchofvariablefrequencyspeedvariationofACmotorandrelevanttechnologyhasbecomeanimportantissueinelectricaldrivefield，withtheappearanceofnewPowerelectronapparatusandmicroprocessorandthedevelopmentofthecontroltheory,thetechnologyofvariablefrequencyspeedvariationwillimprovemorerapidly.Inthefieldofvariablefrequencyspeedvariation，Pulsewidthmodulationwhichasakeytechnologyhasmadegreatcontr1butiontothedeve1opmentofvariablefrequencyspeedvariationtechnology,theconstantratioofvoltagetofrequency(constantU/F)controlisusedwidelyingeneral-purposeinverter.Thegeneral-purposeinverter’shardwareisdesignedinthispaper,whichusedTMS320LF2808DSPasitscorecontroller.Withtherapiddevelopmentofelectronictechnology,theDSPsystemareusedmoreandmore.DSPchipsarespecializedfortherapidrealizationofdigitalsignalprocessingalgorithmsanddesign,hasaspecialstructureofthemicroprocessor.Intoday'scontextofthedigitalage,DSPhasbecomethecommunications,computer,controllerproductssuchasthefieldsofdevices,informationhasbecomeasymbolofsocialrevolution.Abroad,DSPchipshavebeenwidelyusedintoday'stechnologyrevolutioninvariousfieldsinChina,DSPtechnologyisalsoaveryfastrateappliedtocommunications,automaticcontrol,military,medicalequipment,andmanyotherareas.DSPwillbeappliedtotheACmachinecontrol,theACmachinewiththeimprovementofperformanceofaveryimportantrole.Thehardwarecircuit,maincircuit,sampleandprotectioncircuit,controlcircuitaredesignedafterexpatiatingontheworkprincipleanddesignmethodoftheinverterinthispaper.Keywords:constantU/F,spacevectorPWM(SVPWM),DSP,general-purposeinvert湖南大學畢業(yè)設(shè)計（論文）第40頁目錄1緒論 31.1交流調(diào)速控制技術(shù)的發(fā)展 31.1.1交流變頻調(diào)速控制理論的發(fā)展 41.1.2電力電子器件的發(fā)展 41.1.3數(shù)字控制技術(shù)的發(fā)展 51.2本文研究的主要內(nèi)容 62異步電機變頻調(diào)速的基本理論 82.1恒壓頻比控制方式 82.2PWM脈寬調(diào)制控制理論 92.2.1SPWM調(diào)制方式 92.2.2SVPWM調(diào)制方式 102.2.3比較兩種調(diào)制方式 183死區(qū)分析和補償 203.1死區(qū)分析 203.2死區(qū)對輸出電壓的影響 213.2.1無死區(qū)SPWM諧波分析 213.2.2死區(qū)的影響 233.3新型死區(qū)補償 253.3.1電流方向判斷 253.3.2死區(qū)補償 264變頻器的硬件設(shè)計 294.1主電路的設(shè)計 294.1.1輸入壓敏電阻 294.1.2整流電路[19][20] 294.1.3濾波電路 304.1.4逆變電路 314.2控制電路硬件設(shè)計 324.3電流檢測電路設(shè)計 334.4保護電路 344.5功率驅(qū)動電路 344.6串行通訊電路 345實驗結(jié)果 35致謝 36參考文獻 381緒論1.1交流電機變頻調(diào)速技術(shù)的發(fā)展鑒于直流傳動具有優(yōu)越的可控制性能，進入20世紀后，電機高性能可調(diào)速系統(tǒng)大都運用直流電機。然而直流電機卻有不少固有缺點，由于換向器和電刷的存在，使得直流電機的造價高昂，切維護較困難，使用壽命不長，單機容量、轉(zhuǎn)速和最高電壓都受限。交流電動機則完全沒有這些缺點。因此，用交流可調(diào)拖動來代替直流可調(diào)拖動這一需求顯得越來越迫切，對交流電機調(diào)速系統(tǒng)的研究與完善，勢必成為當下電機控制研究的主要方向。目前，通用機械的耗電量（\o"泵"泵、\o"風機"風機、\o"壓縮機"壓縮機、\o"閥門"閥門、\o"氣體分離設(shè)備"氣體分離設(shè)備、\o"真空設(shè)備"真空設(shè)備、\o"分離機械"分離機械、減變速機、\o"干燥設(shè)備"干燥設(shè)備、氣體凈化設(shè)備、\o"溶解乙炔設(shè)備"溶解乙炔設(shè)備等）已經(jīng)占據(jù)了工業(yè)電機傳動總?cè)萘康拇蟛糠直戎?。由于受到交流變頻調(diào)速技術(shù)發(fā)展的限制，通用機械大都采用了不變速拖動，浪費了許多電能。在把其換成交流調(diào)速系統(tǒng)之后，平均每臺風機、水泵可以節(jié)約20%至30%的電能。直流和交流電傳動電力驅(qū)動器誕生于19世紀。在20世紀的大部分時間，因為出眾的速度性能直流驅(qū)動被廣泛使用，因此一直處于主導(dǎo)地位。直到20世紀中葉，隨著電力電子技術(shù)，微電子技術(shù)，電氣工程及自動化控制技術(shù)的發(fā)展，利用電力電子變換器交流變頻調(diào)速系統(tǒng)應(yīng)運而生。此時，早期的直流車展的缺點就出來了，如機械換向器復(fù)雜，耗時制造，價格昂貴，易產(chǎn)生在換向火花的時間。相比之下，交流電機具有許多優(yōu)點：結(jié)構(gòu)簡單，重量輕，易于制造，可靠性和運行效率，易出故障，適用場合不受限制，價格比交流電機直流電機低得多。此外，由于直流電機換向器單位容量的存在可能不會很大，但AC電機沒有這個缺點。正是由于交流電機的這些優(yōu)點使得其在電驅(qū)動系統(tǒng)中的應(yīng)用，比直流電動機日益廣泛[]。由電機學可知，要控制三相交流電機的轉(zhuǎn)速，可以通過改變?nèi)齻€變量來實現(xiàn)，即電機極對數(shù)P、轉(zhuǎn)差率S和定子的供電頻率f[]。交流調(diào)速的方法也有三種:變極調(diào)速、變轉(zhuǎn)差調(diào)速與變頻調(diào)速。同屬于變轉(zhuǎn)差調(diào)速的轉(zhuǎn)子回路串電阻調(diào)速、串級調(diào)速以及雙饋電機調(diào)速中，轉(zhuǎn)子回路串電阻調(diào)速是轉(zhuǎn)差功率消耗型調(diào)速方式。這種方式是通過改變轉(zhuǎn)差功率消耗來改變轉(zhuǎn)速的，因而效率最低。串級調(diào)速以及雙饋電機調(diào)速的效率雖有所增加，但卻是以系統(tǒng)的復(fù)雜程度提高為代價的。所以這些控制方式并不能滿足現(xiàn)代調(diào)速系統(tǒng)節(jié)能高效的的要求。因為交流變頻調(diào)速效率很高，因此它是交流調(diào)速系統(tǒng)的理想選擇[]。1.1.1交流變頻調(diào)速控制理論的發(fā)展在交流變頻調(diào)速系統(tǒng)的發(fā)展與完善過程中，我們總結(jié)出了不少不同的方法。其中最為普遍的的莫過于以下4種：直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)(DTC)、恒壓頻比控制系統(tǒng)(VVVF)、矢量控制系統(tǒng)(VC)、轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)。采用恒壓頻比控制系統(tǒng)可以在較大范圍內(nèi)完成交流電機的調(diào)速。采用恒壓頻比控制方式的變頻器結(jié)構(gòu)較為簡單，成本較其他低廉。適用于對電機調(diào)速系統(tǒng)的動態(tài)性能要求較低的場合。低頻下，由于不可忽略定子電阻的電壓降落，電機的低頻轉(zhuǎn)矩特性下降嚴重。作為比較優(yōu)越的控制策略，擁有較好的靜、動態(tài)性能的轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制的交流變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)，結(jié)構(gòu)還很簡單。但此系統(tǒng)的缺點依然明顯，由于是基于電機穩(wěn)態(tài)模型導(dǎo)出的平均值控制，靜、動態(tài)性能依然不能與直流雙閉環(huán)系統(tǒng)媲美.矢量控制，既磁場定向控制，由德國工程師F.Blashke在上世紀七十年代首先提出。用矢量變換的方法來研究控制交流電機的動態(tài)規(guī)律，從而實現(xiàn)交流電機中的的磁通與轉(zhuǎn)矩的解耦控制，這一方法可以使交流調(diào)速系統(tǒng).的動態(tài)特性得到顯著的改善。直接轉(zhuǎn)矩控制(DTC).理論則是在1985年由德國學者M.DePenbrock教授首次提出。日本學者I.Takahashi隨后也提出了類似的方案，而且其控制效果十分出色。作為一種新型控制方法，直接接轉(zhuǎn)矩控制無疑很有發(fā)展前途。1.1.2電力電子器件的發(fā)展電力電子技術(shù)的進步使交流調(diào)速技術(shù)得到飛速的的發(fā)展，而電力電子器件又為電力電子技術(shù)的發(fā)展提供了寶貴的物質(zhì)基礎(chǔ)。可以說電力電子器件可以稱得上是現(xiàn)代交流調(diào)速裝置的支柱。電力電子器件對交流調(diào)速技術(shù)的發(fā)展影響深遠。二十世紀八十年代中期以前，變頻裝置功率回路大部分依賴于是晶閘管元件。裝置的體積、可靠性、成本、效率與相同容量的直流變速系統(tǒng)相比都要遜色許多。二十世紀八十年代中期以后，用第二代電力電子器件GTR(GiantTransistor)、GTO(Gate-turn-Offthyistor)、IGBT(Insulated-GateBipolarTransistor)等制造的變頻調(diào)速系統(tǒng)的性能、價格絲毫不遜色于直流調(diào)速裝置。主要實用的第四代器件為:(l)高壓IGBT器件，(2)IGCT(insulatedGatecontrolledTransistor)器件，(3)IEGT(InjectionEnhancedGateTransistor)器件，(4)SGCT(symmetricalGatecommutatedThyistor)器件，第四代電力電子器件模塊化更為成熟。模塊化功率器件勢必成為21世紀技術(shù)發(fā)展的主力器件[][]。1.1.3數(shù)字控制技術(shù)的發(fā)展數(shù)字信號處理是使用在數(shù)字信號的操作的方式專用或通用數(shù)字信號處理器（DSP）被分析以提取，轉(zhuǎn)換和其它處理。如今，數(shù)字信號處理已經(jīng)成為一種新的技術(shù)應(yīng)用和獨立的學科體系。DSP功能：1，哈佛結(jié)構(gòu)，高度并行計算大大提高處理器的處理速度共享程序和數(shù)據(jù)存儲結(jié)構(gòu)（即馮·Neumanh結(jié)構(gòu)），而使接收的處理器的速度極限總線速度。2，該芯片配置有一個或多個硬件乘法器和累加器可以實現(xiàn)，但單獨的乘加指令以及指數(shù)計算DSP乘法累加內(nèi)部成立了??一個特殊的結(jié)構(gòu)，以滿足并超越卷積數(shù)字濾波功能冪級數(shù)展開一次操作乘以所需的總和。3，該芯片設(shè)置了專門的高功能的具體說明，指令可以重疊在運行過程以運行DSP指令可分為獲取，解碼，讀取和執(zhí)行的幾個階段，獨立的各個階段，該指令可以重疊。DSP還使用的硬件處理技術(shù)的陣列，并且可以在寄存器，算術(shù)單元處理變量，使用指針來訪問數(shù)據(jù)寄存器。4，該芯片設(shè)置多種高功能的外圍設(shè)備和接口，比PC機要操作多次，今天的DSP的速度使得它在其結(jié)構(gòu)一般可編程定時器高速串行接口，多處理器連接接口。5，DSP增加了硬件環(huán)路控制中，當完整的周期初始化，實際操作將不再消耗周期。TMS320LF2808是對TMS320系列DSP芯片，這將實時處理能力和外設(shè)控制器功能集于一身，控制系統(tǒng)提供了一個理想的解決方案。它具有以下特征[]：1.采用高性能靜態(tài)CMOS技術(shù)，使得在電源電壓降低的3.3v，減小了控制器的消耗;100MIPS的執(zhí)行速度使指令周期時間通道1納秒（30MHz的），從而提高了控制器的實時控制。2.基于TMS320C的2xxDSPCPU內(nèi)核，以確保該TMS320LF280x的系列TMS320系列的DSP的DSP代碼和代碼兼容。3.該芯片最多的64K字的FLASH程序存儲器，高達18K-字的數(shù)據(jù)/程序內(nèi)存，544字雙口RAM（DARAM）和單端口RAM2K字（SARAM）。4.它的兩個事件管理器EVA和EVB實現(xiàn)電機控制PWM波方便。它包括兩個16位通用定時器;8個16位的脈沖寬度調(diào)制（PWM）信道，他們可以實現(xiàn)：一個三相逆變器控制;PWM對稱和非對稱波形;當外部引腳PDPINTx出現(xiàn)低快速關(guān)閉PWM通道;可編程的PWM死區(qū)時間控制，以防止同時輸出觸發(fā)脈沖的上，下支腿;三個捕捉單元;光電編碼器芯片的接口電路;16通道A/D轉(zhuǎn)換器。5.外部存儲器接口（192Kx16位字尋址空間）6.雙擊12位A/D轉(zhuǎn)換器，為500ns的最小轉(zhuǎn)換時間，從兩個事件管理器選擇觸發(fā)兩個8通道輸入A/D轉(zhuǎn)換器或A/D轉(zhuǎn)換器的16通道輸入。7.通信串行模塊（SCI）。8.外設(shè)接口串行模塊（SPI）。9.基于鎖相環(huán)的時鐘發(fā)生器模塊以及看門狗定時器模塊（WDT）。10.最多40可以單獨編程或通用輸入/輸出管腳的重用。11.5外部中斷（雙電機驅(qū)動保護，復(fù)位和兩個可屏蔽中斷）。12.3省電模式。總之，它是高性能的DSP，才有可能通過傳統(tǒng)的微處理器，打破計算緩慢，復(fù)雜的外圍電路設(shè)計等缺點，空間矢量PWM技術(shù)集成先進電機矢量控制算法中去，并為未來的高速超高速電機全數(shù)字化，實現(xiàn)高性能的控制，提供了有利的保障。1.2本文研究的主要內(nèi)容在本文中，共有五章，主要研究如下：1介紹了恒定頻率比控制相比，正弦脈寬調(diào)制技術(shù)（SPWM）和空間電壓矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）兩種脈寬調(diào)制技術(shù)，其中分析所述SVPWM個調(diào)制方案特征。2.引入一個公共驅(qū)動信號抽樣的方法，以滿足實時信號采樣和時效性要求，它使用交流采樣模式，并給出了實施跟蹤交流采樣頻率變化?？臻g電壓矢量PWM方法3.深入了解和新方法的實際死區(qū)補償驅(qū)動系統(tǒng)。4.通過TI公司生產(chǎn)的TMS320的LF2808數(shù)字信號處理器（DSP），為控制器設(shè)計的硬件系統(tǒng)。所述硬件電路包括主回路，控制回路，電流和電壓檢測電路和保護。

2異步電機變頻調(diào)速的基本理論異步電動機變頻調(diào)速速度控制系統(tǒng)通常稱為變頻調(diào)速系統(tǒng)。由于在當州長確實與速度，調(diào)速范圍寬服用一些控制可以實現(xiàn)高動態(tài)性能，與直流調(diào)速系統(tǒng)相媲美后不會改變，無論是高速或低速效率高，功率的差異。PWM控制技術(shù)被廣泛應(yīng)用于電傳輸和功率轉(zhuǎn)換控制系統(tǒng)，即所謂的PWM控制技術(shù)是半導(dǎo)體的使用由控制電壓的脈沖寬度和脈沖周??期列和關(guān)閉的直流電壓轉(zhuǎn)換為電壓脈沖串交換設(shè)備為了實現(xiàn)VVVF逆變器的PWM控制電路的目的的控制技術(shù)是最重要的應(yīng)用[]。正弦波PWM（SPWM）和空間電壓矢量PWM（SVPWM）是最廣泛使用的兩種控制技術(shù)。本章將介紹這兩種控制原理和算法，并分析它們的區(qū)別和之間的關(guān)系。2.1恒壓頻比控制方式在進行電動機的調(diào)速控制時，在這一過程中需要保持電動機中每極磁通量不變。由電機學的知識內(nèi)容我們知道，三相異步電動機中定子的每相電動勢有效值是（2.1）在基頻以下進行電機變頻調(diào)速時，由式(2.1)可知，如若希望保持不變，當頻率自額定值向下調(diào)節(jié)時，一定會隨之降低，使(2.2)即采用恒VF控制方式。但繞組中的感應(yīng)電動勢并不容易直接控制,在電動勢大的情況下，定子繞組的漏磁阻抗電壓降落可以忽略不計。此時我們認為定子相電壓，可得：（2.3）在低頻時，Us和Eg都較小，定子阻抗壓降所占的百分比此時反而較大，不宜忽略不計。此時，需要人為地把電壓抬高，來近似補償定子壓降。包含定子壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性如圖2.1中的曲線a，無補償?shù)目刂铺匦詣t為曲線b。a-帶補償b-無補償圖2.1恒壓頻比控制特性2.2PWM脈寬調(diào)制控制理論2.2.1SPWM調(diào)制方式正弦PWM（SPWM）脈沖寬度按正弦規(guī)律變化的調(diào)制，它可以有效地抑制低次諧波，那么，馬達以近似正弦交流電壓，轉(zhuǎn)矩脈動小，大大擴展了交流電動機的速度范圍。經(jīng)過長期的發(fā)展大致可分為電壓正弦波PWM，電流和磁通正弦PWM正弦脈寬調(diào)制（又稱空間電壓矢量PWM）。其中，電壓和電流SPWM的電源SPWM的角度來看，和空間電壓矢量PWM是從電機SPWM的角度出發(fā)[]。使用正弦電壓的產(chǎn)生，即，正弦波作為期望逆變器輸出波形的頻率比所需波載波作為等腰三角形高得多，并且PWM載波調(diào)制以相同的頻率和所需的正弦波作為調(diào)制波。當調(diào)制波時和載波相交，其交點被由逆變器開關(guān)裝置關(guān)斷時間，獲得上的窄寬度兩側(cè)的一系列不同寬度的矩形的半周期正弦波調(diào)制振幅的中間其中確定波，實現(xiàn)電機的功率轉(zhuǎn)換,電壓SPWM的典型方法來實現(xiàn)自然采樣并定期取樣用的p西醫(yī)兩種方法[]。2.2.2SVPWM調(diào)制方式1空間電壓矢量與磁鏈矢量的關(guān)系當正弦電壓三相電源向交流電動機，所述電動機常數(shù)的定子磁通空間矢量幅度，并在旋轉(zhuǎn)的恒定速度，一個圓形的磁通矢量空間旋轉(zhuǎn)磁場（磁鏈圓）的軌跡。所以，如果有一種方法，使逆變器電路提供電源到可變頻率的交流電動機，可以保證電動機定子磁鏈圓的形式，可以實現(xiàn)逆變器的交流電機.空間電壓矢量是按照電壓所加在繞組的空間位置來定義的。可以依據(jù)電動機的三相定子繞組建立一個如下的三相靜止坐標系：有三個坐標軸，相互間隔1200，分別代表定子三相電壓。三相定子相電壓，分別施加在定子三相繞組上。三個定子上相空間電壓矢量的方向始終在各相的軸線上，大小隨時間按正弦規(guī)律改變。所以這三個相空間電壓矢量相互疊加，形成了一個合成空間電壓矢量，以與電源相同的角頻率速度旋轉(zhuǎn)。（2.14）三相電流和磁通匝的空間矢量和則有相似定義：（2.15）在轉(zhuǎn)速不很低的情況下，定子電阻上的壓降較小，化簡上式得或（2.16）因為（2.17）所以(2.18)該式說明，當磁通匝幅值一定時，的大小與w成正比，其方向在磁鏈圓軌跡切線方向上。當磁通匝矢量在空間旋轉(zhuǎn)一周時，電壓矢量也就連續(xù)地按磁鏈圓的切線方向運動弧度，其運動軌跡與磁鏈運動軌跡圓重合。這樣，關(guān)于電動機旋轉(zhuǎn)磁場形狀的問題就得以轉(zhuǎn)化，變?yōu)榭臻g電壓矢量的運動軌跡的形狀問題，這樣更方便我們進行研究[]。2基本空間電壓矢量圖2.5是一個典型的電壓-PWM逆變器。使用開關(guān)電源開關(guān)的組合和順序，以及調(diào)整開關(guān)時間變頻器的這種狀態(tài)下，以確保該空間電壓矢量的運行軌跡為圓，它可以產(chǎn)生較少的諧波，并且DC電源電壓的利用率比較高輸出。圖2.5逆變器原理圖圖2.5中的V1-V6是6個功率開關(guān)管。a、b、c分別被用來表示3個橋臂開關(guān)狀態(tài)。我們規(guī)定:當上橋臂‘開’時(這時下橋臂必然是‘關(guān)’)，開關(guān)的狀態(tài)為‘1’:當下橋臂‘開’時(這時上橋臂是‘關(guān)’），開關(guān)的狀態(tài)為0。三個橋臂只能在‘1’或‘0’兩種狀態(tài)之間變換。因此a、b、c可組成：000，001，010，011，100，101，110，111共八種()開關(guān)模式。當功率開關(guān)管在000和111開關(guān)模式時，逆變器的輸出電壓為0，因此我們稱000、111開關(guān)模式為0狀態(tài)。由此我們可以推導(dǎo)得到，三相逆變器在此時輸出一線電壓，其矢量[]T與開關(guān)狀態(tài)矢量[abc]T的關(guān)系為（2-19）三相逆變器輸出的相電壓矢量[]T與開關(guān)狀態(tài)矢量[abc]T的關(guān)系為。（2-20）式中，是直流母線電壓，或稱總線電壓。式(2-19)和(2-20)之間對應(yīng)的關(guān)系也可用表2.1來表示:表2.1開關(guān)狀態(tài)、相電壓、線電壓間對應(yīng)關(guān)系abc000000000100011000100011000101010111000000將表2.1中的各組相電壓值帶入式(2-14)進行計算，就可以求出其矢量和，此外還能求出其相位角。我們稱各組相電壓矢量和為基本空間電壓矢量。我們還根據(jù)其相位角的值將它們分別命名為、 、、、、、、。圖2.6詳細畫出了各組空間電壓矢量的模和方向情況。其中非零矢量幅值的模數(shù)值一致，彼此相鄰的矢量之間相角間隔60°。兩個零矢量的模為零，位于其他各組非零矢量的中心。在基于DSP的程序計算中，方便我們的計算，采用了軸與A軸重合，軸超前軸90o的直角坐標系。如果我們以在各個坐標系中，電動機所占的的總功率不變，作為兩個坐標系之間的的轉(zhuǎn)換原則，此時ABC坐標系和之間的變換矩陣為（2-21）在此變換矩陣的基礎(chǔ)下，我們可以將ABC坐標系下的三相電壓，轉(zhuǎn)換到坐標系中去。其變換矩陣為:（2-22）根據(jù)式(2-22)，可將表2-1中與a、b、c三種開關(guān)狀態(tài)所對應(yīng)的相電壓經(jīng)過變換矩陣變?yōu)樽鴺讼抵械姆至?，結(jié)果如下。abc矢量符號000001000110010011000110111100表2.2開關(guān)狀態(tài)與相電壓在坐標系分量對應(yīng)的關(guān)系圖2.6空間電壓矢量3磁鏈軌跡的控制原理若逆變器的輸出僅僅包含了基本電壓的空間矢量，電機定子磁通匝矢量的方向為A→B，并且平行于。如圖2.7。當其變換到B點后，如果將基本空間電壓矢量變?yōu)檩敵?，這時定子磁通匝矢量的矢端也變?yōu)锽→C。當全部的非零基本空間電壓矢量按順序輸出后，矢端的運動軌跡為如圖2.7的正六邊形。顯然，在這樣的方式只能產(chǎn)生六邊形旋轉(zhuǎn)磁場，而不是我們所希望得到的圓形磁場。如果沒有產(chǎn)生一個正六邊形，而是正多邊形，我們可以得到一個近似的圓形旋轉(zhuǎn)磁場。多邊形邊的數(shù)量越多，旋轉(zhuǎn)磁場就能更好的近似。但基本空間電壓矢量非零只有六邊形。如果你希望得到多邊形的旋轉(zhuǎn)磁場，就必須設(shè)計出多于6個的不同逆變器開關(guān)狀態(tài)。首先可以用六個非零基本電壓的空間矢量進行線性時間組合，達到獲得更多開關(guān)狀態(tài)的目的。線性時間組合的一些方法：在圖2.8中和表示兩個彼此彼此相鄰的基本空間電壓矢量。是輸出的參考相電壓的矢量值，其幅值與相電壓相同，其旋轉(zhuǎn)角速度與輸出正弦電壓的角頻率值相同。由和之間線性時間組合疊加，=*和*的矢量和。其中為的作用時間，的作用時間;是的作用時間。圖2.7正六邊形磁鏈軌跡圖2.8空間電壓矢量的線性組合在此線性組合的方法中，下一個期間，依然采用與線性時間組合的方法。不同之處在于作用的時間和與原來不同，但仍然要保證新的空間電壓矢量的幅值與原來大小一致。當?shù)闹第呌诹銜r，空間電壓矢量的軌跡就越接近于標準圓。4、和的計算線性時間組合的空間電壓矢量=*與*的矢量和，即(2-23)設(shè)零矢量和持續(xù)作用的時間長度為，則有:(2-24)由圖2.8，由正弦定理:(2-25)(2-26)由式(2-24)、(2-25)和(2-26)解得(2-27)式中，為選定值;由U/F曲線求出;的值等于輸出正弦電壓角頻率和的乘。所以當我們確定兩個彼此相鄰的基本空間電壓矢量和之后，可由式(2-27)求得、。和還有另一種確定方法。當、和投影到直角坐標系中時，式(2-23)可以寫成:（2-28）當已知逆陣和在直角坐標系中的投影后，就可以確定和。我們在此采用七段式法，如圖2.9。這種實現(xiàn)方法可以將零矢量均勻地分布在每個PWM波始端與終端，且零矢量和的時間一致。每相中各PWM波在輸出中只使功率開關(guān)管動作一次，減少了電機轉(zhuǎn)矩脈動。圖2.9七段式空間電壓矢量PWM波形5扇區(qū)號的確定將圖2.7劃分為6個扇區(qū)。其扇區(qū)號(如圖中0、1、2、3、4、5)對于確定位于哪個扇區(qū)是非常重要的。只有清楚位于哪一塊扇區(qū)，才能用對應(yīng)的彼此相鄰基本空間電壓矢量來合成。確定扇區(qū)號方法如下所述:方法一，當是以坐標系中的分量、表示時，可以用式2-29來計算（2-29）P值的計算可以用式2-30完成：（2-30）式中定義如下：如果x>0，=1;如果x<0，=0。然后根據(jù)P值查表2.3，則扇區(qū)號可由此確定。表2.3P值與扇區(qū)號的對應(yīng)關(guān)系P123456扇區(qū)號150324方法二，當用幅值和相角來描述，其所在扇區(qū)位置可由相角直接得到。在這里我們采用方法二：定義一個-扇區(qū)轉(zhuǎn)換系數(shù)THETA-，用它乘以的相角（），既可以得到輸出的扇區(qū)號。2.2.3比較兩種調(diào)制方式由(2-6)我們知道:合成電壓矢量模值變大，和值也增大，值減小。同是為了滿足在線性區(qū)內(nèi)符合期望要求，必須使非負，則變換到ABC坐標系中可以得到:(2-31)所以將式(2-31)代入式(2-27)，即得:(2-32)式(2-32)中的第三式表明使得非負的前提條件是:(2-33)要使值變化時式(2-33)恒成立，則:(2-34)可見的幅值最大時，輸出線電壓的基波峰值為，它比SPWM高15.47%(常規(guī)SPWM在滿調(diào)制時，輸出的線電壓幅值為0.866)。但兩者SPWM和SVPWM調(diào)制不是孤立的，它們之間有著內(nèi)在的聯(lián)系。SVPWM都有其相應(yīng)的SPWM調(diào)制，本質(zhì)上是一種諧波注入調(diào)制帶;與此相反，一些性能優(yōu)越的SPWM方法也可以找到相應(yīng)的SVPWM算法?？傊?，SVPWM相比SPWM具有以下優(yōu)點：（1）的輸出電壓增加15％的正弦調(diào)制相比：（2）諧波電流有效值接近最優(yōu)的;（3）更適合于數(shù)字控制系統(tǒng)。鑒于此，本文的SVPWM調(diào)制。

3死區(qū)分析和補償3.1死區(qū)分析在橋逆變器系統(tǒng)中，同一橋臂的功率器件工作在兩個互補狀態(tài)，以防止這兩個功率開關(guān)器件的相同橋臂時通過，必須設(shè)置一個周期，其中，驅(qū)動信號死區(qū)時間Td，所述的裝置要打開，這樣的死開幕前設(shè)定的延遲時間，死區(qū)時間是由選定的開關(guān)電源器件的特性設(shè)置決定，通常取3?10μs。死非線性效應(yīng)是影響逆變器輸出電壓和電流的重要因素，它將使電壓和低電流輕負載嚴重變形，引起轉(zhuǎn)矩脈動和諧波。因為由逆變器感應(yīng)電動機負載主要是這里的定性分析死區(qū)效應(yīng)的感性負載攜帶的負載。從對于基準方向的正方向上的變頻馬達中流動的電流的規(guī)定，從電動機時流過逆變器的電流是負電流，如圖3.1所示。圖3-1橋逆變器系統(tǒng)3.2死區(qū)對輸出電壓的影響3.2.1無死區(qū)SPWM諧波分析PWM逆變器電路使輸出電壓，電流接近正弦波，而是使用正弦波調(diào)制載波，也產(chǎn)生了諧波分量和運營商相關(guān)。這些諧波分量的頻率和幅度是性能的PWM逆變器電路的一個重要的措施，所以諧波PWM波形分析具有重要的意義[]。圖3-2三角載波Uc、正弦調(diào)制波U1和PWM輸出波UA間的關(guān)系圖，圖中取三角波一個周期內(nèi)兩個正峰值之間的距離為一個載波周期2π，取三角波達到最小值的時刻記為ωt，軸的兩個零點記為θ1和θ2。設(shè)正弦調(diào)制波U1=Msinω1t[]。則PWM的輸出UA波形曲線可以表示為下式：（3.1）圖3-2載波，調(diào)制波和PWM輸出波的關(guān)系將進行Fourier展開，可以得到：（3.2）式中(n=0,1,2……)(n=1,2,3……)(3.3)把式(3．1)代入(3．3)可得(n=1,2…..)(3.4)設(shè)三角波載波Uc的表達式為(3.5)θ1和θ2是U1=Uc時的值，因此由U1=Msinω1t和式(3．5)可得（3.6）將上式代入(3．4)中可以得到(3.7)把式(3．7)再代入(3．2)中可以得到即（3.8）式中UA為逆變器輸出的相電壓，Ud為施加于逆變器上的直流電壓。3.2.2死區(qū)的影響由于輸出電壓的A/B/C三相是對稱的，不妨以A相作為典型進行分析。在死區(qū)時間內(nèi)，A相所對應(yīng)的橋臂，上下開關(guān)管都處于關(guān)斷狀態(tài)。此時橋臂工作狀態(tài)取決于A相電流的方向。當iA>0，則下橋臂續(xù)流二極管D2導(dǎo)通；當iA<0，上橋臂續(xù)流二極管Dl導(dǎo)通。當載波頻率比(其中為載波頻率，為調(diào)制波頻率)升高時，窄脈沖的數(shù)目也增加。令矩形波Usq的平均值等于脈沖波的平均值，則有：(3.9)為方便起見，先假定，為A相的輸出電壓UA超前于其自身的輸出電流iA相位角。將Usq進行Fourier級數(shù)展開，可得（3.10）式中ω1為輸出基波的角頻率。將式(3．8)中高次諧波忽略，只考慮基波頻域，分析輸出電壓如何變化，考慮到Td的影響，A相的輸出電壓為式(3．10)、(3．11)的和，即：（3.11）式(3.11)是我們假定相位角在是推導(dǎo)的，令第一項中的ω1t為更準確，切對分析結(jié)果無影響。僅有初相角略有差池。整理得：（3.12）B相電壓比A相電壓滯后了2π/3，則B相的輸出電壓UB為：（3.13）由于UA，UB中的3及3*n次諧波相位相同（n=1,2,3……），則輸出線電壓uAB中沒有三次諧波分量。因此UAB為：（3.14）經(jīng)整理得：（3.15）式中式(3．15)中從第二項及之后分量為諧波分量，此分量是交錯遞減的無窮級數(shù)。這些諧波分量很小我們計算時將其忽略，得：(3.16)我們令Q為Td對基波的影響情況的指數(shù)，則有：(3.17)通過分析式(3．16)和(3．17)，我們可以得到以下結(jié)論：(1)當Td=0時，變頻器輸出的電壓其幅值為，由于，實際的輸出電壓幅值為AUd。(2)當功率因數(shù)改變時，負載的變化也跟著發(fā)生變化，電壓的幅值亦然。(3)提高載波比N可以明顯改善輸出電流的波形，抑制諧波，當N增大時，Td對輸出電壓影響更顯著。(4)由調(diào)頻系統(tǒng)的U/f特性可知，低速時U小，M小，則Q增大。Td對輸出電壓的影響也增大，因此系統(tǒng)在低頻受到Td影晌更大。綜上所述，由于死區(qū)時間，與逆變器輸出頻率的減少?F1低和輸出波形失真的輸出電壓電平也增加，電動機的銅損，鐵損及轉(zhuǎn)矩波動將變大。當交流電動機供電的電壓源逆變器，這些諧波成分會影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性，特別是在低頻率下，將在輕負載帶來額外的電機損耗，降低效率。除了在時間上的死區(qū)，該開關(guān)裝置中，關(guān)斷時間和設(shè)備被接通降的打開時間也將影響系統(tǒng)，因此死區(qū)和開關(guān)時間來補償這一點極其重要。3.3新型死區(qū)補償補償死區(qū)有很多方法，我們可以從上述分析可知，最直觀的想法是相應(yīng)正極性中的相反的脈沖，如圖3.4所示的各相脈沖的位置，以抵消其影響。然后，只需確切地知道當前的一個周期的方向，可以進行相應(yīng)的補償。因此，死區(qū)補償?shù)淖詈唵蔚姆椒ㄊ侵苯訖z測的相電流過零點，根據(jù)電流來補償正和負的PWM波,這種方法的最大的特點是簡單的，但在實踐中是很難達到滿意的效果[]。由于上述補償方法需要精確地檢測電流，當電流檢測方法的硬件，滯后的存在的檢測，通常引入和A/D轉(zhuǎn)換錯誤，并且需要進行濾波的方向。另外，作為電流檢測信道的高頻噪聲和零電流鉗位現(xiàn)象的存在，使得電流過零點有很多，在測試的現(xiàn)象，所以很難精確地確定零交叉的位置。一旦發(fā)生電流極性檢測錯誤難免會產(chǎn)生對死者虛假補償，不但沒有消除系統(tǒng)上的死區(qū)的影響，但會增加系統(tǒng)的影響。該系統(tǒng)采用一種新的方式來補償死區(qū)。3.3.1電流方向判斷在第2章相關(guān)的電壓的空間矢量調(diào)制的原理和方法進行了詳細的說明。如果在電流和電壓同相，當開關(guān)周期Tp在平均輸出電壓為零時，相電流和零電壓，從而發(fā)生相電流輸出電壓為0.5時發(fā)生過零[]。結(jié)合式(2．27)可知每個扇區(qū)中輸出tbon的相發(fā)生電流過零，并且當tbon=0.5Tp時有tl=t2，即當tl=t2，扇區(qū)中輸出tbon的相電流過零。3.3.2死區(qū)補償圖3．7a表示了電流的極性和電壓波動之間的關(guān)系。iA>0時，輸出電壓脈沖減少一個Td的寬度，記為‘-’；當iA<0時，則多出一個Td寬度，記為+。為了補償死區(qū)，眾多途徑中最直觀的是，在每一個脈沖位置顯示3.7A加相反極性的相應(yīng)的脈沖來抵消其造成的影響。這種做法的要求是三相電壓下，同時補償各載波周期蓋，這對微處理器進行數(shù)據(jù)處理是一個沉重的負擔，尤其運用高頻波逆變器時，CPU處理時間已經(jīng)很緊，處理耗時過長的問題更加突出。圖3．7中脈沖波的作用可以用圖中虛線所示的矩形波束來等效表示，如果把矩形波的作用消除，同樣具有補償?shù)男Ч?。圖3．7b為要補償上去的脈沖波形，各脈沖的寬度依然為Td?，F(xiàn)在將三相波波形疊加，得到圖3．8的電壓波動分布圖。圖3．8表明：(1)橫軸上方方向均為-，下方方向均為+。(2)每60°的區(qū)間里有兩相極性相同，一相極性相反，比如在0～60°區(qū)間，iA>O，iC>0，有兩個一；而iB<0，有一個+。其余區(qū)間類推。我們不妨過補償圖3．8中異號的一相，提高補償量從Td→2Td，來讓三相極性相同;比如在0～60°區(qū)間，iB<0，符號為+，減去B相輸出電壓2Td寬度，讓其符號由‘+’→‘-’;同理，用同樣的方法處理其他區(qū)間，得到經(jīng)過過補償處理后的電壓波動圖，如圖3．8b所示的。每60°的區(qū)間中，三相的極性是一致[]。由于每個60°區(qū)間內(nèi)只需補償一相，這一措施使微處理器的處理時間得以大幅減少。在本系統(tǒng)中，只需過補償電流方向相異的一相。由于負載可以是阻性和感性，相角隨著負載而變化:①當由時，負載呈電阻性，此時Ud=0，取圖3.5的(30°，90°)區(qū)域進行分析，通過式(3-18)的計算可知，與之對應(yīng)的θ區(qū)域為(-60°，0°)②當時，負載呈電感性，此時Ud≠0，仍取圖3.5的(30°，90°)區(qū)域進行分析，通過式(3.18)和(3.19)的計算可知，與之對應(yīng)的θ區(qū)域仍為(-60°，0°);同理可以推出其它5個區(qū)域?qū)?yīng)的θ角范圍，如表3．1所示。其中補償相的符號表示待補償相電流的正負[]。4變頻器的硬件設(shè)計4.1主電路的設(shè)計該系統(tǒng)使用一個典型的交流-直流-交流電壓源逆變器的通用結(jié)構(gòu)，如圖3.2中所示的主電路，不是由一個三相橋式整流器，濾波器，逆變器（智能功率模塊IPM）控制和IPM驅(qū)動電路組成設(shè)計方法描述各部分的下面[][]:圖4.1主回路原理圖4.1.1輸入壓敏電阻在AC線路端子，然后用于吸收輸入高電壓瞬變3變阻器。當線路電壓，過電壓，壓敏電阻迅速減小，這將降落在電網(wǎng)電壓電線壓敏電阻使線路電壓不能過高，過電壓保護動作。4.1.2整流電路[][]三相整流電路不受控制整流器將交流電轉(zhuǎn)換為直流電。對于30千瓦系統(tǒng)，額定負荷，定子電流約為56A，通過二極管橋式整流器峰值電流[]:(4-1)式中為電機額定電流。流過二極管電流的有效值為:(4-2)二極管電流定額:(4-3)整流二極管電壓定額:(4-4)根據(jù)式（4-1）至（4-4），以確定額定電壓整流橋，電流值和考慮安全邊際，由上海電子科技有限公司項岑整流模塊MDS-150-16選擇，其額定電流15OA，額定電壓1600V。4.1.3濾波電路直流電壓整流器電路輸出紋波成分含有，除了脈動電流和負載變化逆變段也產(chǎn)生的直流電壓脈動，所以加入電解電容器過濾段。由于濾波電路的電解電容器和電壓能力的容量限制通常從兩個串聯(lián)的電容器，再由幾組這樣的串聯(lián)電容并聯(lián)而成，如圖3.2中所示。圖中的C7是無感吸收電容，因為功率器件總是工作在高頻開關(guān)，在額定電壓條件被接通與當前條件關(guān)斷狀態(tài)，因此，當電源開關(guān)裝置，將產(chǎn)生的高電壓和電流尖峰，所以C7起到消除尖刺、保護功率器件的作用。當無濾波電容時，經(jīng)三相整流后，輸出的平均直流電壓為:(4-5)式中為交流線電壓加上濾波電容后，的最大電壓可達到交流相電壓的2.45倍:(4-6)式中為交流相電壓所需的濾波電容量C()有式4-7得:(4-7)式中電機的額定電流有效值(56A):逆變器輸出頻率最小值(5HZ)；直流側(cè)電壓平均值(537v);-允許的直流電壓低頻峰值脈動率，設(shè)紋波為20v，則:=300時，=7.72x103。將各參數(shù)值代入下式，求得綜上所述，本文采用六組電容串、并聯(lián)使用，等效出一的電容。4.1.4逆變電路1IPM的選擇件我們采用用智能功率模塊IPM(IntelligentPowerModule)作為逆變電路的功率器。智能功率模塊內(nèi)一個IGBT的正反向峰值電壓為:(4-8)考慮2~2.5倍的安全裕度，取耐壓值120OV。IGBT導(dǎo)通時，峰值電流為:(4-9)考慮1.2~2倍的安全裕度，額定電流取為15OA。根據(jù)式(4-8)、(4-9)，IPM選擇三菱公司，額定電流15OA，額定電壓1200V，內(nèi)置驅(qū)動電路的PM150RSE120芯片，此芯片還具有過溫保護、過流保護、短路保護和欠壓等保護電路，內(nèi)部還包含有相關(guān)的其他外圍電路，使得驅(qū)動電路的設(shè)計得到極大地