通信原理模擬調(diào)制系統(tǒng)

通信原理模擬調(diào)制系統(tǒng)第一頁，共九十六頁，2022年，8月28日3.1引言

第二頁，共九十六頁，2022年，8月28日調(diào)制在通信系統(tǒng)中具有十分重要的作用。一方面，通過調(diào)制可以把基帶信號(hào)的頻譜搬移到所希望的位置上去，從而將調(diào)制信號(hào)轉(zhuǎn)換成適合于信道傳輸或便于信道多路復(fù)用的已調(diào)信號(hào)。另一方面，通過調(diào)制可以提高信號(hào)通過信道傳輸時(shí)的抗干擾能力，同時(shí)，它還和傳輸效率有關(guān)。具體地講，不同的調(diào)制方式產(chǎn)生的已調(diào)信號(hào)的帶寬不同，因此調(diào)制影響傳輸帶寬的利用率?？梢?，調(diào)制方式往往決定一個(gè)通信系統(tǒng)的性能。調(diào)制的類型根據(jù)調(diào)制信號(hào)的形式可分為模擬調(diào)制和數(shù)字調(diào)制；根據(jù)載波的不同可分為以正弦波作為載波的連續(xù)載波調(diào)制和以脈沖串作為載波的脈沖調(diào)制；根據(jù)調(diào)制器頻譜搬移特性的不同可分為線性調(diào)制和非線性調(diào)制。第三頁，共九十六頁，2022年，8月28日第四頁，共九十六頁，2022年，8月28日?qǐng)D3-1AM信號(hào)的數(shù)學(xué)模型

第五頁，共九十六頁，2022年，8月28日第六頁，共九十六頁，2022年，8月28日第七頁，共九十六頁，2022年，8月28日?qǐng)D3-2調(diào)幅過程的波形及頻譜

第八頁，共九十六頁，2022年，8月28日第九頁，共九十六頁，2022年，8月28日第十頁，共九十六頁，2022年，8月28日第十一頁，共九十六頁，2022年，8月28日第十二頁，共九十六頁，2022年，8月28日第十三頁，共九十六頁，2022年，8月28日（3.2-14）

比較式（3.2-13）和式（3.2-6）以及式（3.2-14）和式（3.2-7）可見，在調(diào)制信號(hào)為確知信號(hào)和隨機(jī)信號(hào)兩種情況下，分別求出的已調(diào)信號(hào)功率表達(dá)式是相同的?？紤]到本章模擬通信系統(tǒng)的抗噪聲能力是由信號(hào)平均功率和噪聲平均功率之比（信噪比）來度量。因此，為了后面分析問題的簡便，我們均假設(shè)調(diào)制信號(hào)（基帶信號(hào)）為確知信號(hào)。第十四頁，共九十六頁，2022年，8月28日

3.2.2雙邊帶調(diào)制（DSB）

1、DSB信號(hào)的模型在AM信號(hào)中，載波分量并不攜帶信息，信息完全由邊帶傳送。如果將載波抑制，只需在圖3-1中將直流A0去掉，即可輸出抑制載波雙邊帶信號(hào)，簡稱雙邊帶信號(hào)（DSB）。

DSB調(diào)制器模型如圖3-3所示。圖3-3DSB調(diào)制器模型

第十五頁，共九十六頁，2022年，8月28日第十六頁，共九十六頁，2022年，8月28日?qǐng)D3-4DSB調(diào)制過程的波形及頻譜第十七頁，共九十六頁，2022年，8月28日DSB信號(hào)的包絡(luò)不再與調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律一致，因而不能采用簡單的包絡(luò)檢波來恢復(fù)調(diào)制信號(hào)，需采用相干解調(diào)(同步檢波)。另外，在調(diào)制信號(hào)m(t)的過零點(diǎn)處，高頻載波相位有180°的突變。除不再含有載頻分量離散譜外，DSB信號(hào)的頻譜與AM信號(hào)的頻譜完全相同，仍由上下對(duì)稱的兩個(gè)邊帶組成。所以DSB信號(hào)的帶寬與AM信號(hào)的帶寬相同，也為基帶信號(hào)帶寬的兩倍，

即（3.2-17）

式中，fH為調(diào)制信號(hào)的最高頻率。

第十八頁，共九十六頁，2022年，8月28日第十九頁，共九十六頁，2022年，8月28日頻譜圖如圖3-5（b）所示。

第二十頁，共九十六頁，2022年，8月28日?qǐng)D3-5波形圖和頻譜圖

第二十一頁，共九十六頁，2022年，8月28日3.2.3單邊帶調(diào)制（SSB）

DSB信號(hào)雖然節(jié)省了載波功率，調(diào)制效率提高了，但它的頻帶寬度仍是調(diào)制信號(hào)帶寬的兩倍，與AM信號(hào)帶寬相同。由于DSB信號(hào)的上、下兩個(gè)邊帶是完全對(duì)稱的，它們都攜帶了調(diào)制信號(hào)的全部信息，因此僅傳輸其中一個(gè)邊帶即可，這是單邊帶調(diào)制能解決的問題。

產(chǎn)生SSB信號(hào)的方法有很多，其中最基本的方法有濾波法和相移法。第二十二頁，共九十六頁，2022年，8月28日一、SSB信號(hào)的產(chǎn)生1、用濾波法形成單邊帶信號(hào)由于單邊帶調(diào)制只傳送雙邊帶調(diào)制信號(hào)的一個(gè)邊帶。因此產(chǎn)生單邊帶信號(hào)的最直觀的方法是讓雙邊帶信號(hào)通過一個(gè)單邊帶濾波器，濾除不要的邊帶，即可得到單邊帶信號(hào)。我們把這種方法稱為濾波法，它是最簡單的也是最常用的方法。濾波法產(chǎn)生SSB信號(hào)的數(shù)學(xué)模型如圖3-6所示。

圖3-6SSB信號(hào)的濾波法產(chǎn)生

第二十三頁，共九十六頁，2022年，8月28日第二十四頁，共九十六頁，2022年，8月28日?qǐng)D3-7形成SSB信號(hào)的濾波特性

第二十五頁，共九十六頁，2022年，8月28日?qǐng)D3-8單邊帶信號(hào)的頻譜

第二十六頁，共九十六頁，2022年，8月28日用濾波法形成SSB信號(hào)的技術(shù)難點(diǎn)是：由于一般調(diào)制信號(hào)都具有豐富的低頻成分，經(jīng)調(diào)制后得到的DSB信號(hào)的上、下邊帶之間的間隔很窄，這就要求單邊帶濾波器在fc附近具有陡峭的截止特性，才能有效地抑制無用的一個(gè)邊帶。這就使濾波器的設(shè)計(jì)和制作很困難，有時(shí)甚至難以實(shí)現(xiàn)。為此，在工程中往往采用多級(jí)調(diào)制濾波的方法，即在低載頻上形成單邊帶信號(hào)，然后通過變頻將頻譜搬移到更高的載頻。實(shí)際上，頻譜搬移可以連續(xù)分幾步進(jìn)行，直至達(dá)到所需的載頻為止，如圖3-9所示。

第二十七頁，共九十六頁，2022年，8月28日?qǐng)D3-9濾波法產(chǎn)生SSB的多級(jí)頻率搬移過程

第二十八頁，共九十六頁，2022年，8月28日第二十九頁，共九十六頁，2022年，8月28日第三十頁，共九十六頁，2022年，8月28日上述關(guān)系雖然是在單頻調(diào)制下得到的，但是它不失一般性，因?yàn)槿我粋€(gè)基帶信號(hào)波形總可以表示成許多正弦信號(hào)之和。因此，將上述表示方法運(yùn)用到式（3.2-23），就可以得到調(diào)制信號(hào)為任意信號(hào)的SSB信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式（3.2-24）

式中，是的希爾伯特變換。

為更好地理解單邊帶信號(hào)，這里有必要簡要敘述希爾伯特變換的概念及其性質(zhì)。（2）、希爾伯特變換設(shè)f(t)為實(shí)函數(shù)，稱為f(t)的希爾伯特變換，記為

第三十一頁，共九十六頁，2022年，8月28日第三十二頁，共九十六頁，2022年，8月28日第三十三頁，共九十六頁，2022年，8月28日?qǐng)D3-11相移法形成SSB信號(hào)

第三十四頁，共九十六頁，2022年，8月28日第三十五頁，共九十六頁，2022年，8月28日第三十六頁，共九十六頁，2022年，8月28日3.2.4殘留邊帶調(diào)制（VSB）

單邊帶傳輸信號(hào)具有節(jié)約一半頻譜和節(jié)省功率的優(yōu)點(diǎn)。但是付出的代價(jià)是設(shè)備制作非常困難，如用濾波法則邊帶濾波器不容易得到陡峭的頻率特性，為了解決這個(gè)問題，可以采用殘留邊帶調(diào)制（VSB）。VSB是介于SSB和DSB之間的一個(gè)折中方案。在這種調(diào)制中，一個(gè)邊帶絕大部分順利通過，而另一個(gè)邊帶殘留一小部分，如圖3-12（d）所示。第三十七頁，共九十六頁，2022年，8月28日?qǐng)D3-12DSB、SSB和VSB信號(hào)的頻譜

第三十八頁，共九十六頁，2022年，8月28日第三十九頁，共九十六頁，2022年，8月28日第四十頁，共九十六頁，2022年，8月28日第四十一頁，共九十六頁，2022年，8月28日第四十二頁，共九十六頁，2022年，8月28日(a)上邊帶殘留的下邊帶濾波器特性

（b）下邊帶殘留的上邊帶濾波器特性

圖3-14殘留邊帶濾波器特性第四十三頁，共九十六頁，2022年，8月28日3.3線性調(diào)制系統(tǒng)的解調(diào)

調(diào)制過程是一個(gè)頻譜搬移的過程，它是將低頻信號(hào)的頻譜搬移到載頻位置。而解調(diào)是將位于載頻的信號(hào)頻譜再搬回來，并且不失真地恢復(fù)出原始基帶信號(hào)。解調(diào)的方式有兩種：相干解調(diào)與非相干解調(diào)。相干解調(diào)適用于各種線性調(diào)制系統(tǒng)，非相干解調(diào)一般只適用幅度調(diào)制（AM）信號(hào)。第四十四頁，共九十六頁，2022年，8月28日3.3.1線性調(diào)制系統(tǒng)的相干解調(diào)

所謂相干解調(diào)是為了從接收的已調(diào)信號(hào)中，不失真地恢復(fù)原調(diào)制信號(hào)，要求本地載波和接收信號(hào)的載波保證同頻同相。相干解調(diào)的一般數(shù)學(xué)模型如圖3-15所示。

圖3-15相干解調(diào)器的數(shù)學(xué)模型

第四十五頁，共九十六頁，2022年，8月28日第四十六頁，共九十六頁，2022年，8月28日第四十七頁，共九十六頁，2022年，8月28日第四十八頁，共九十六頁，2022年，8月28日3.3.2線性調(diào)制系統(tǒng)的非相干解調(diào)

所謂非相干解調(diào)就是在接收端解調(diào)信號(hào)時(shí)不需要本地載波，而是利用已調(diào)信號(hào)中的包絡(luò)信息來恢復(fù)原基帶信號(hào)。因此，非相干解調(diào)一般只適用幅度調(diào)制（AM）系統(tǒng)。由于包絡(luò)解調(diào)器電路簡單，效率高，所以幾乎所有的幅度調(diào)制（AM）接收機(jī)都采用這種電路。圖3-16為串聯(lián)型包絡(luò)檢波器的具體電路。

圖3-16串聯(lián)型包絡(luò)檢波器電路

第四十九頁，共九十六頁，2022年，8月28日第五十頁，共九十六頁，2022年，8月28日?qǐng)D3-17

第五十一頁，共九十六頁，2022年，8月28日第五十二頁，共九十六頁，2022年，8月28日綜上所述，可以確定，第五十三頁，共九十六頁，2022年，8月28日3.4線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能分析

抗噪聲性能的分析模型

各種線性已調(diào)信號(hào)在傳輸過程中不可避免地要受到噪聲的干擾，為了討論問題的簡單起見，我們這里只研究加性噪聲對(duì)信號(hào)的影響。因此，接收端收到的信號(hào)是發(fā)送信號(hào)與加性噪聲之和。由于加性噪聲只對(duì)已調(diào)信號(hào)的接收產(chǎn)生影響，因而調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能主要用解調(diào)器的抗噪聲性能來衡量。為了對(duì)不同調(diào)制方式下各種解調(diào)器性能進(jìn)行度量，通常采用信噪比增益G（又稱調(diào)制制度增益）來表示解調(diào)器的抗噪聲性能，即

（3.4-1）

第五十四頁，共九十六頁，2022年，8月28日有加性噪聲時(shí)解調(diào)器的數(shù)學(xué)模型如圖3-18所示。

圖3-18有加性噪聲時(shí)解調(diào)器的數(shù)學(xué)模型

圖中Sm(t)為已調(diào)信號(hào)，n(t)為加性高斯白噪聲。Sm(t)和n(t)首先經(jīng)過一帶通濾波器，濾出有用信號(hào)，濾除帶外的噪聲。經(jīng)過帶通濾波器后到達(dá)解調(diào)器輸入端的信號(hào)為Sm(t)、噪聲為高斯窄帶噪聲ni(t)，顯然解調(diào)器輸入端的噪聲帶寬與已調(diào)信號(hào)的帶寬是相同的。最后經(jīng)解調(diào)器解調(diào)輸出的有用信號(hào)為mo(t)，噪聲為no(t)。第五十五頁，共九十六頁，2022年，8月28日第五十六頁，共九十六頁，2022年，8月28日（3.4-5）

為了使已調(diào)信號(hào)無失真地進(jìn)入解調(diào)器，同時(shí)又最大限度地抑制噪聲，帶通濾波器的帶寬B應(yīng)等于已調(diào)信號(hào)的帶寬。

圖3-19帶通濾波器傳輸特性

第五十七頁，共九十六頁，2022年，8月28日3.4.2相干解調(diào)的抗噪聲性能

各種線性調(diào)制系統(tǒng)的相干解調(diào)模型如圖3-20所示。圖中Sm(t)可以是各種調(diào)幅信號(hào)，如AM、DSB、SSB和VSB，帶通濾波器的帶寬等于已調(diào)信號(hào)帶寬。下面討論各種線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能。

圖3-20有加性噪聲的相干解調(diào)模型

第五十八頁，共九十六頁，2022年，8月28日第五十九頁，共九十六頁，2022年，8月28日第六十頁，共九十六頁，2022年，8月28日第六十一頁，共九十六頁，2022年，8月28日第六十二頁，共九十六頁，2022年，8月28日第六十三頁，共九十六頁，2022年，8月28日第六十四頁，共九十六頁，2022年，8月28日非相干解調(diào)的抗噪聲性能

只有AM信號(hào)可以直接采用非相干解調(diào)。實(shí)際中，AM信號(hào)常采用包絡(luò)檢波器解調(diào)，有噪聲時(shí)包絡(luò)檢波器的數(shù)學(xué)模型如圖3-21所示。

圖3-21有噪聲時(shí)的包絡(luò)檢波器模型

第六十五頁，共九十六頁，2022年，8月28日第六十六頁，共九十六頁，2022年，8月28日第六十七頁，共九十六頁，2022年，8月28日第六十八頁，共九十六頁，2022年，8月28日第六十九頁，共九十六頁，2022年，8月28日2、小信噪比情況所謂小信噪比是指噪聲幅度遠(yuǎn)大于信號(hào)幅度。在此情況下，包絡(luò)檢波器會(huì)把有用信號(hào)擾亂成噪聲，即有用信號(hào)“淹沒”在噪聲中，這種現(xiàn)象通常稱為門限效應(yīng)。進(jìn)一步說，所謂門限效應(yīng)，就是當(dāng)包絡(luò)檢波器的輸入信噪比降低到一個(gè)特定的數(shù)值后，檢波器輸出信噪比出現(xiàn)急劇惡化的一種現(xiàn)象。小信噪比輸入時(shí)，包絡(luò)檢波器輸出信噪比計(jì)算很復(fù)雜，而且詳細(xì)計(jì)算它一般也無必要。根據(jù)實(shí)踐及有關(guān)資料可近似認(rèn)為（3.4-36）

由于在相干解調(diào)器中不存在門限效應(yīng)，所以在噪聲條件惡劣的情況下常采用相干解調(diào)。

第七十頁，共九十六頁，2022年，8月28日第七十一頁，共九十六頁，2022年，8月28日第七十二頁，共九十六頁，2022年，8月28日3.5非線性調(diào)制系統(tǒng)的原理及抗噪聲性能

前面所討論的各種線性調(diào)制方式均有共同的特點(diǎn)，就是調(diào)制后的信號(hào)頻譜只是調(diào)制信號(hào)的頻譜在頻率軸上的搬移，以適應(yīng)信道的要求，雖然頻率位置發(fā)生了變化，但頻譜的結(jié)構(gòu)沒有變。非線性調(diào)制又稱角度調(diào)制，是指調(diào)制信號(hào)控制高頻載波的頻率或相位，而載波的幅度保持不變。角度調(diào)制后信號(hào)的頻譜不再保持調(diào)制信號(hào)的頻譜結(jié)構(gòu)，會(huì)產(chǎn)生與頻譜搬移不同的新的頻率成分，而且調(diào)制后信號(hào)的帶寬一般要比調(diào)制信號(hào)的帶寬大得多。非線性調(diào)制分為頻率調(diào)制（FM）和相位調(diào)制（PM），它們之間可相互轉(zhuǎn)換，F(xiàn)M用得較多，因此我們著重討論頻率調(diào)制。

第七十三頁，共九十六頁，2022年，8月28日非線性調(diào)制的基本概念

前面所說的線性調(diào)制是通過調(diào)制信號(hào)改變載波的幅度來實(shí)現(xiàn)的，而非線性調(diào)制是通過調(diào)制信號(hào)改變載波的角度來實(shí)現(xiàn)的。一、角度調(diào)制的基本概念1、任一未調(diào)制的正弦載波可表示為（3.5-1）

式中，A為載波的振幅，稱為載波信號(hào)的瞬時(shí)相位；稱為載波信號(hào)的角頻率；為初相。

2、調(diào)制后正弦載波可表示為

（3.5-2）

第七十四頁，共九十六頁，2022年，8月28日式中稱為信號(hào)的瞬時(shí)相位；稱為瞬時(shí)相位偏移；稱為信號(hào)的瞬時(shí)角頻率，稱為瞬時(shí)角頻率偏移。二、調(diào)相波PM與調(diào)頻波FM的一般表達(dá)式1、相位調(diào)制（PM）載波的振幅不變，調(diào)制信號(hào)控制載波的瞬時(shí)相位偏移，使載波的瞬時(shí)相位偏移按調(diào)制信號(hào)的規(guī)律變化，則稱之為相位調(diào)制（PM）。第七十五頁，共九十六頁，2022年，8月28日第七十六頁，共九十六頁，2022年，8月28日第七十七頁，共九十六頁，2022年，8月28日第七十八頁，共九十六頁，2022年，8月28日

稱為最大角頻率偏移。因此（3.5-9）

三、PM與FM之間的關(guān)系比較式（3.5-3）和（3.5-5）可以得出結(jié)論：盡管PM和FM是角調(diào)制的兩種不同形式，但它們并無本質(zhì)區(qū)別。PM和FM只是頻率和相位的變化規(guī)律不同而已。在PM中，角度隨調(diào)制信號(hào)線性變化，而在FM中，角度隨調(diào)制信號(hào)的積分線性變化。若將先積分而后使它對(duì)載波進(jìn)行PM即得FM；而若將先微分而后使它對(duì)載波進(jìn)行FM即得PM；所以PM與FM波的產(chǎn)生方法有兩種：直接法和間接法，如圖3-22和圖3-23所示。第七十九頁，共九十六頁，2022年，8月28日?qǐng)D3-22直接調(diào)相和間接調(diào)相圖

第八十頁，共九十六頁，2022年，8月28日從以上分析可見，調(diào)頻與調(diào)相并無本質(zhì)區(qū)別，兩者之間可相互轉(zhuǎn)換。鑒于在實(shí)際應(yīng)用中多采用FM波，下面將集中討論頻率調(diào)制。

圖3-23直接調(diào)頻和間接調(diào)頻

第八十一頁，共九十六頁，2022年，8月28日3.5.2調(diào)頻信號(hào)的解調(diào)非相干解調(diào)非相干解調(diào)器由限幅器、鑒頻器和低通濾波器等組成，其方框圖如圖3-27所示。限幅器輸入為已調(diào)頻信號(hào)和噪聲，限幅器是為了消除接收信號(hào)在幅度上可能出現(xiàn)的畸變；帶通濾波器的作用是用來限制帶外噪聲，使調(diào)頻信號(hào)順利通過。鑒頻器中的微分器把調(diào)頻信號(hào)變成調(diào)幅調(diào)頻波，然后由包絡(luò)檢波器檢出包絡(luò)，最后通過低通濾波器取出調(diào)制信號(hào)。第八十二頁，共九十六頁，2022年，8月28日?qǐng)D3-27調(diào)頻信號(hào)的非相干解調(diào)

第八十三頁，共九十六頁，2022年，8月28日3.5.3調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能

從前面的分析可知，調(diào)頻信號(hào)的解調(diào)有相干解調(diào)和非相干解調(diào)兩種。相干解調(diào)僅適用于窄帶調(diào)頻信號(hào)，且需同步信號(hào)；而非相干解調(diào)適用于窄帶和寬帶調(diào)頻信號(hào)，而且不需同步信號(hào)，因而是FM系統(tǒng)的主要解調(diào)方式，所以本節(jié)只討論非相干解調(diào)系統(tǒng)的抗噪聲性能，其分析模型如圖3-28所示。第八十四頁，共九十六頁，2022年，8月28日?qǐng)D3-28調(diào)頻系統(tǒng)抗噪聲性能分析模型

圖中帶通濾波器的作用是抑制信號(hào)帶寬以外的噪聲。n(t)是均值為零，單邊功率譜密度為n0的高斯白噪聲，經(jīng)過帶通濾波器后變?yōu)檎瓗Ц咚乖肼昻i(t)。限幅器是為了消除接收信號(hào)在幅度上可能出現(xiàn)的畸變。第八十五頁，共九十六頁，2022年，8月28日第八十六頁，共九十六頁，2022年，8月28日二、解調(diào)器輸出信噪比和信噪比增益計(jì)算輸出信噪比時(shí)，由于非相干解調(diào)不滿足疊加性，無法分別計(jì)算信號(hào)與噪聲功率，因此，也和AM信號(hào)的非相干解調(diào)一樣，考慮兩種極端情況，即大信噪比和小信噪比情況，使計(jì)算簡化，以便得到一些有用的結(jié)論。1、大信噪比情況在大信噪比條件下，信號(hào)和噪聲的相互作用可以忽略，這時(shí)可以把信號(hào)和噪聲分開來算，這里，我們直接給出解調(diào)器的輸出信噪比（3.5-31）

上式中，A為載波的振幅，Kf為調(diào)頻器靈敏度，fm為調(diào)制信號(hào)m(t)的最高頻率，n0為噪聲單邊功率譜密度。第八十七頁，共九十六頁，2022年，8月28日接收機(jī)的制度增益：單頻調(diào)制信號(hào)的制度增益：

為調(diào)制指數(shù)，表示調(diào)制信號(hào)中基帶信息的正弦波系數(shù)

第八十八頁，共九十六頁，2022年，8月28日2、小信噪比情況與門限效應(yīng)以上分析都是在解調(diào)器輸入信噪比足夠大的條件下進(jìn)行的，在此假設(shè)條件下的近似分析所得到的解調(diào)輸出信號(hào)與噪聲是相加的。實(shí)際上，在解調(diào)輸入信號(hào)與噪聲是相加的情況下，由于角調(diào)信號(hào)解調(diào)過程的非線性，使得解調(diào)輸出的信號(hào)和噪聲是以一復(fù)雜的非線性函數(shù)關(guān)系相混合，僅在大輸入信噪比時(shí)，此非線性函數(shù)才近似為一相加形式。在小輸入信噪比時(shí)，解調(diào)輸出信號(hào)與噪聲相混合，以致不能從噪聲中分辨出信號(hào)來，此時(shí)的輸出信噪比急劇惡化，這種情況與幅度調(diào)制包絡(luò)檢波時(shí)相似，也稱之為門限效應(yīng)。出現(xiàn)門限效應(yīng)時(shí)所對(duì)應(yīng)的輸入信噪比的值被稱為門限值。

第八十九頁，共九十六頁，2022年，8月28日3.6各種模擬調(diào)制系統(tǒng)的比較

本節(jié)將對(duì)前面所討論的各種模擬調(diào)制系統(tǒng)進(jìn)行總結(jié)、比較，以便在實(shí)際中合理選用。1、各種模擬調(diào)制方式總結(jié)假定所有調(diào)制系統(tǒng)在接收機(jī)輸入端具有相同的信號(hào)功率，且加性噪聲都是均值為0、雙邊功率譜密度為n0/2的高斯白噪聲，基帶信號(hào)m(t)帶寬為fm，在所有系統(tǒng)中都滿足（3.6-1）

第九十頁，共九十六頁，2022年，8月28日綜合前面的分析，可總結(jié)各種調(diào)制方式的傳輸帶寬、信噪比增益、設(shè)備復(fù)雜程度、主要應(yīng)用等如表3.6-1所示，表中還進(jìn)一步假設(shè)了AM為100%調(diào)制。第九十一頁，共九十六頁，2022年，8月28日2、各種模擬調(diào)制方式性能比較就抗噪性能而言，WBFM最好，DSB、SSB、VSB次之，AM最差。NBFM與AM接近。圖3-34示出了