功率因數(shù)校正技術(shù)

功率因數(shù)校正技術(shù)1第1頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三§9.1諧波和功率因數(shù)的定義在理想情況下，電網(wǎng)中的電壓和電流都是正弦信號(hào)，即

U:電壓的幅值I:電流的幅值

:電網(wǎng)電壓的角頻率

:電壓和電流信號(hào)間的相位角2第2頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三通常，電網(wǎng)電壓是由電網(wǎng)中的電源—發(fā)電機(jī)決定的，而電網(wǎng)中的電流則是由連接于電網(wǎng)的負(fù)載決定。某些非線性或具有時(shí)變性的負(fù)載會(huì)從電網(wǎng)中吸取非正弦電流，如三相感性整流負(fù)載的電流為圖9-1中i的波形。這些波形是非正弦的，但仍然是與電網(wǎng)電壓同頻率的周期信號(hào)，即滿足將i(t)分解為傅里葉級(jí)數(shù)，即

圖（9-1）u，i0tui

T1:電網(wǎng)電壓的周期:基波成分3第3頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三在電網(wǎng)中電壓為正弦而電流為非正弦的的情況下，負(fù)載吸收的有功功率為

根據(jù)正交定理，有4第4頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三視在功率為UR、IR:電網(wǎng)電壓、負(fù)載電流有效值5第5頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三

功率因數(shù)λ為

由于電網(wǎng)電壓是正弦波，因此，而基波電流的波形也是正弦波，因此，式可以寫成ξ:畸變因數(shù),標(biāo)志著電流波形偏離正弦的程度6第6頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三如果電流是正弦波，則I1R=IR,ξ=1；如果電流波形非正弦，則因?yàn)镮1R<IR，故無論電流波形是否為正弦，總是有ξ≤1。7第7頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三功率因數(shù)不為1的負(fù)載會(huì)給電網(wǎng)帶來電能質(zhì)量問題，這類負(fù)載對(duì)電網(wǎng)的“污染”可以分為諧波電流和基波無功兩部分，它們共同的危害是：（1）從電網(wǎng)吸去無功電流，導(dǎo)致電網(wǎng)中流動(dòng)的功率增加，加大了電網(wǎng)的損耗。（2）增加了發(fā)電和輸變電設(shè)備的負(fù)擔(dān)，降低了電網(wǎng)的實(shí)際可以傳遞的有功功率的大小。8第8頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三由于諧波電流是非正弦的畸變電流，他對(duì)電網(wǎng)的危害更大：（1）造成電網(wǎng)電壓畸變，影響其他設(shè)備正常工作。（2）使變壓器，發(fā)電機(jī)，補(bǔ)償電容等設(shè)備損耗增加，溫升加大，甚至燒毀。（3）造成中線電流顯著增加，導(dǎo)致中線嚴(yán)重發(fā)熱，引起火災(zāi)。（4）引起電網(wǎng)諧振，破壞電網(wǎng)穩(wěn)定性。（5）造成電網(wǎng)中繼電保護(hù)裝置誤動(dòng)作。9第9頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三§9.2開關(guān)電源的功率因數(shù)校正技術(shù)通常，開關(guān)電源的輸入級(jí)采用二極管構(gòu)成的不可控容性整流電路，如圖9-2。優(yōu)點(diǎn)：結(jié)構(gòu)簡單、成本低、可靠性高。缺點(diǎn)：輸入電流不是正弦波，而是位于電壓峰值附近的脈沖，如圖9-3。電流波形中含有大量的諧波成分，因此該電路的功率因數(shù)很低，通常僅能達(dá)到0.5-0.7，總諧波含量可達(dá)到100%-150%以上，對(duì)電網(wǎng)造成嚴(yán)重的污染。VD1VD3VD2VD4圖（9-2）u，itui圖（9-3）10第10頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三原因：二極管整流電路不具有對(duì)輸入電流的可控性，當(dāng)電源電壓高于電容電壓時(shí)，二極管導(dǎo)通，電源電壓低于電容電壓時(shí)，二極管不導(dǎo)通，輸入電流為零，這樣就形成了電源電壓峰值附近的電流脈沖。解決辦法：對(duì)電流脈沖的高度進(jìn)行抑制，使電流波形盡量接近正弦波，這一技術(shù)稱為功率因數(shù)校正（PowerFactorCorrection—PFC）。根據(jù)采用的具體方法不同，分為無源功率因數(shù)校正和有源功率因數(shù)校正。11第11頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三無源功率因數(shù)校正技術(shù)通過在二極管整流電路中增加電感、電容等無源元件和二極管，對(duì)電路中的電流脈沖進(jìn)行抑制，以降低電流諧波含量，提高功率因數(shù)。如圖9-4為一種典型的無源功率校正電路。優(yōu)點(diǎn)：簡單、可靠，無需進(jìn)行控制。缺點(diǎn)：增加的無源元件一般體積都很大，成本也較高，并且功率因數(shù)通常僅能校正至0.95左右，而諧波含量僅能降至30%左右，難以滿足現(xiàn)行諧波標(biāo)準(zhǔn)的限制。圖（9-4）VD1VD3VD2VD412第12頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三有源功率因數(shù)校正技術(shù)采用全控開關(guān)器件構(gòu)成的開關(guān)電路對(duì)輸入電流的波形進(jìn)行控制，使之成為與電源電壓同相的正弦波，總諧波含量可以降低至5%以下，而功率因數(shù)能高達(dá)0.995，從而徹底解決整流電路的諧波污染和功率因數(shù)低的問題。缺點(diǎn)：電路和控制較復(fù)雜、開關(guān)器件的高速開關(guān)造成電路中開關(guān)損耗較大、效率略將低于無源功率校正電路等。由于采用有源功率因數(shù)校正技術(shù)可以非常有效地降低諧波含量、提高功率因數(shù)，從而滿足現(xiàn)行最嚴(yán)格的諧波標(biāo)準(zhǔn)，因此其應(yīng)用越來越廣泛。13第13頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三單向有源功率因數(shù)校正電路僅有一個(gè)全控開關(guān)器件。該電路容易實(shí)現(xiàn)，可靠性較高，應(yīng)用廣泛，基本上已經(jīng)成為功率在0.5kW-3kW范圍內(nèi)的單相輸入開關(guān)電源的標(biāo)準(zhǔn)電路形式。

三相有源功率因數(shù)校正電路結(jié)構(gòu)和控制較復(fù)雜，成本也很高，因此目前三相輸入的開關(guān)電源通常還采用無源功率因數(shù)校正技術(shù)。

14第14頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三§9.3單相功率因數(shù)校正電路一、基本原理開關(guān)電源中常用的單相PFC電路如圖9-5所示。這一電路實(shí)際上是由二極管整流電路加升壓型斬波電路構(gòu)成。LS電流跟蹤控制iLVD1VD3VD2VD4VD5+-電壓控制+-電壓給定圖（9-5）(a)(b)tu0tu0tu015第15頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三由于采用升壓型斬波電路，只要輸入電壓不高于輸出電壓，電感L的電流就完全受開關(guān)S的通斷控制。S通時(shí)，L的電流下降。因此控制S的占空比按正弦絕對(duì)值規(guī)律變化，且與輸入電壓同相，就可以控制L的電流波形為正弦絕對(duì)值，從而使電流的波形為正弦波，且與輸入電壓同相，輸入功率因數(shù)為1。16第16頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三升壓型有源PFC電路的狀態(tài)等效電路如圖9-6。升壓型電路的輸入電壓是正弦電壓整流后得到的直流脈沖波形，是以[0,π]為周期重復(fù)的，因此電路中輸入電壓的表達(dá)式定義在[0,π]區(qū)間上。將電路中的電壓和電流用相量表示，可以得到如圖所示的相量圖。圖（9-6）17第17頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三18第18頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三控制規(guī)律D（t）由如圖的控制電路產(chǎn)生。電流跟蹤控制電路使電感電流跟蹤電流給定信號(hào)，而電流給定信號(hào)的波形為正弦絕對(duì)值，因此電感電流的波形也為正弦絕對(duì)值，從而實(shí)現(xiàn)了功率校正。電壓控制電路根據(jù)升壓型斬波電路的輸出電壓與電壓給定間的誤差，調(diào)節(jié)電感電流的大小，以達(dá)到控制輸出電壓的目的。電壓控制電路的輸出信號(hào)是平穩(wěn)的直流信號(hào)，用乘法器將該信號(hào)同正弦絕對(duì)值信號(hào)相乘，得到幅值跟隨電壓控制電路輸出變化的正弦絕對(duì)值信號(hào)，作為電流跟蹤環(huán)的給定信號(hào)。LS電流跟蹤控制iLVD1VD3VD2VD4VD5+-電壓控制+-電壓給定19第19頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三有源PFC電路中常用的電流跟蹤控制方法：平均電流控制適用于功率為500W-3kW的PFC電路。

峰值電流控制適用于功率小于500W的PFC電路。

20第20頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三開關(guān)電源中采用有源PFC電路的好處：（1）輸入功率因數(shù)提高，輸入諧波電流減小，降低了電源對(duì)電網(wǎng)的干擾。（2）在輸入相同有功功率的條件下，輸入電流有效值明顯減小，降低了對(duì)線路、開關(guān)、連接件等電流容量的要求。（3）由于有升壓斬波電路，電源允許的輸入電壓范圍擴(kuò)大，通?？梢赃_(dá)到90-270V，能適應(yīng)世界各國不同的電網(wǎng)電壓，極大的提高電源裝置的可靠性和靈活性。（4）由于升壓斬波電路的穩(wěn)壓作用，整流電路輸出電壓是穩(wěn)定的，使后級(jí)DC-DC變換電路的工作點(diǎn)保持穩(wěn)定，有利于提高控制精度和效率。不利影響：增加功率因數(shù)校正電路會(huì)使電源總效率下降3%-5%。

21第21頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三二、主電路參數(shù)計(jì)算單相功率因數(shù)校正電路的輸入電壓和電流都是正弦波，因此有

Ui:輸入電壓的幅值Ii:輸入電流的幅值ω1:電源電壓的角頻率22第22頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三在忽略各種損耗的條件下，電路的輸出功率與輸入功率應(yīng)相等，則有由于輸入電壓和電流都是正弦值，因此有電感電流是輸入點(diǎn)流經(jīng)全波整流后的波形，因此有

UiR、IiR:輸入電壓、電流有效值Uo:輸出電壓

R:負(fù)載電阻23第23頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三根據(jù)電路的狀態(tài)空間平均模型，有PFC電路中D和D′都是時(shí)變量，因此用D(t)和D′(t)表示通常K很小，K≈0.01，因此，忽略式中第2項(xiàng)K=ω1LIi/UiD′=1-D,D為占空比24第24頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三開關(guān)電流的表達(dá)式開關(guān)電流的周期平均值為開關(guān)電流的周期有效值為

Ts=T1/N25第25頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三而開關(guān)電流在輸入電壓周期內(nèi)的有效值為令Ts→0，N→∞，上式變成26第26頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三三、單相功率因數(shù)校正電路的控制電路單相PFC電路中常用控制芯片UC3854UC3854是專用控制集成電路，它集成了PFC電路控制所需的電壓控制、平均電流跟蹤控制、乘法器、驅(qū)動(dòng)、保護(hù)、和基準(zhǔn)源等全部電路，使用方便。其主要特點(diǎn)和技術(shù)參數(shù)為：電源電壓：18～35V工作頻率：10～200kHz基準(zhǔn)源電壓：7.5V驅(qū)動(dòng)電流：0.5A（平均值），1.5A（峰值）

27第27頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三該芯片的內(nèi)部結(jié)構(gòu)及構(gòu)成的典型電路如圖9-7。圖（9-7）28第28頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三VA及外部元件構(gòu)成PI型電壓控制電路，正弦絕對(duì)值參考信號(hào)來自主電路中整流輸出端，通過IAC引腳送入乘法器，乘法器將電壓控制器的輸出信號(hào)（VAOut）與正弦絕對(duì)值參考信號(hào)（IAC）相乘，作為電流跟蹤控制器CA的給定。為了提高電壓控制的快速性，乘法器還將電流給定信號(hào)除以輸入電壓有效值的二次方，這樣當(dāng)輸入電壓發(fā)生變化時(shí)，電流給定隨之變化，無需經(jīng)電壓控制器調(diào)節(jié)，這稱為前饋控制。例如，在后級(jí)功率保持恒定的條件下，輸入電壓突然變高，PFC級(jí)的輸入電流應(yīng)相應(yīng)減小，以保持輸入功率同輸出功率的平衡。如果沒有前饋控制，這一調(diào)節(jié)過程將由調(diào)節(jié)速度較慢的電壓控制器完成，并由于調(diào)節(jié)控制暫時(shí)的功率不平衡導(dǎo)致輸出電壓的較大幅度波動(dòng)，而通過前饋控制，這一調(diào)節(jié)過程可以在瞬時(shí)完成，減少了輸出電壓的波動(dòng)。29第29頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三主電路中的電流采用0.25Ω電阻檢測，CA及其外部電路構(gòu)成PI型電流控制器，該控制器輸出的控制量經(jīng)鋸齒波比較電路后形成PWM信號(hào)，由驅(qū)動(dòng)電路輸出，驅(qū)動(dòng)主電路中的開關(guān)器件。30第30頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三§9.4三相功率因數(shù)校正電路一、三相單開關(guān)功率因數(shù)校正電路三相單開關(guān)功率因數(shù)校正電路如圖9-8所示。圖（9-8）VD1VD6VD4LCVD2VD5VD3LALBBCASCVD7+-31第31頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三該電路是工作在電流不連續(xù)模式時(shí)的升壓型斬波電路。連接三相輸入的三個(gè)電感LA～LC的電流在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)都不連續(xù)，電路中的二極管都應(yīng)采用快速恢復(fù)二極管，電路的輸出電壓應(yīng)高于輸入線電壓間電壓峰值方能正常工作。該電路工作時(shí)的原理性波形如圖9-9。圖（9-9）iAiBiCttiS00iATont0IAP32第32頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三S開通→電感電流均值從零開始線性上升（正向或負(fù)向），直到開關(guān)S關(guān)斷→三相電感電流通過VD7向負(fù)載側(cè)流動(dòng)，迅速下降到零在每一個(gè)開關(guān)周期中，電感電流是三角形或接近三角形的電流脈沖。以iLA為例說明在輸入電源周期內(nèi)，線電流的波形。當(dāng)S導(dǎo)通期間，iLA線性上升；當(dāng)S關(guān)斷時(shí)，達(dá)到峰值IAP。假設(shè)開關(guān)頻率較高，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，A相輸入電壓UA變化很小，變化量可以忽略，則可得到IAP的表達(dá)式為

33第33頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三假設(shè)開關(guān)頻率較高，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，A相輸入電壓UA變化很小，變化量可以忽略，則可得到IAP的表達(dá)式為圖中陰影部分面積為假設(shè)S關(guān)斷后電流iA下降很快，則圖中非陰影部分的面積很小，可以忽略。這樣，在這一開關(guān)周期內(nèi)電流iA的平均值近似為

LA、T為常數(shù)，如果在輸入電源周期內(nèi)，Ton保持不變，則開關(guān)周期平均值的波形跟隨輸入電源電壓uA的波形，因此的波形是正弦波。34第34頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三在分析中略去了圖9-9b中非陰影部分的電流，因此實(shí)際的波形同正弦波比有些畸變?？梢韵胂螅绻敵鲋绷麟妷汉芨?，則開關(guān)S關(guān)斷后電流下降快，被略去的電流面積就很小，則的波形同正弦波的近似程度高，其波形畸變小。因此，對(duì)于三相380V輸入的單開關(guān)PFC電路，其輸出電壓通常選擇為800V以上，其輸入功率因數(shù)可達(dá)0.98以上，輸入電流諧波含量小于20%，完全可以滿足現(xiàn)行諧波標(biāo)準(zhǔn)的要求。由于該電路工作于電流斷續(xù)模式，電路中電流峰值高，開關(guān)器件的通態(tài)損耗和開關(guān)損耗都很大，因此適用于3-6kW的中小功率電源中。35第35頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三二、三相6單開關(guān)PFC電路三相6單開關(guān)PFC電路通常被稱之為三相PWM整流電路或單位功率因數(shù)變流電路。該電路結(jié)構(gòu)如圖9-10所示這一電路中，同相上下兩個(gè)開關(guān)的通、斷互補(bǔ)，并留有死區(qū)。LA的電流可由開關(guān)S1、S2的通斷控制，因此通過適當(dāng)?shù)卣{(diào)制S1、S2的占空比，就可以使A相電流跟蹤A相電壓。同樣，B、C相的電流也跟蹤B、C相電壓，這樣就實(shí)現(xiàn)了功率校正。圖（9-10）LCLALBBCAS1CS2S3S4S5S6+-36第36頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三該電路仍屬于升壓型電路，所以輸出電壓應(yīng)高于輸入線電壓峰值。采用這一電路，輸入電流諧波含量可以降低至5%以下，功率因數(shù)可高于0.995，可以滿足未來最嚴(yán)格的諧波標(biāo)準(zhǔn)的要求。特點(diǎn)：性能優(yōu)越，但所需開關(guān)數(shù)量較多，控制復(fù)雜，電路成本高。適用于容量為5-10kW的大功率電源，或?qū)χC波及功率因數(shù)要求非?？量痰碾娫粗小?7第37頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三§9.5軟開關(guān)PFC技術(shù)PFC電路雖然解決了輸入電流諧波和功率因數(shù)的問題，但降低了電源的總效率。PFC電路的損耗中很大一部分是開關(guān)器件的開關(guān)損耗，因此出現(xiàn)了采用軟開關(guān)技術(shù)的PFC電路，這些電路成功地降低了開關(guān)損耗，提高了PFC電路的效率。38第38頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三一、單相ZVTPWM軟開關(guān)PFC電路電路的結(jié)構(gòu)圖如圖9-11

該電路中S1、Lr、VD6等構(gòu)成輔助諧振網(wǎng)絡(luò)，使主開關(guān)S工作在零電壓開通的條件下，顯著減小了開關(guān)損耗。采用該技術(shù)可以使單相PFC電路的效率由硬開關(guān)方式的95%提高到98%。VD1VD4VD2VD3SCVD5LrLCrS1VD6-+圖（9-11）39第39頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三二、三相單開關(guān)ZCTPWM軟開關(guān)PFC電路電路結(jié)構(gòu)如圖9-12該電路中S1、Lr、Cr等元器件構(gòu)成輔助諧振電路，使主開關(guān)S工作在零電流關(guān)斷的條件下。由于三相單開關(guān)PFC電路中主開關(guān)器件關(guān)斷電流峰值很高，承受的電壓也很高，主開關(guān)常采用IGBT，因此關(guān)斷損耗通常較大，采用零電流關(guān)斷技術(shù)后，電路效率會(huì)明顯提高，可達(dá)95%-97%。VD1VD6VD4LCVD2VD5VD3LALBBCASCVD7+-S1LrCr圖（9-12）40第40頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三§9.6單級(jí)功率因數(shù)校正技術(shù)基于升壓型電路的有源功率因數(shù)校正技術(shù)具有輸入電流畸變率低、輸出直流電壓較低等特點(diǎn)。若電路工作在電流連續(xù)模式，則開關(guān)器件的峰值電流較低。與常規(guī)的開關(guān)電源相比，采用上述結(jié)構(gòu)的含有功率因數(shù)校正功能的電源，由于增加了一級(jí)變換電路，主電路及控制電路結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，使電源的成本和體積增加。因此，單級(jí)PFC技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生。單級(jí)PFC變換器拓?fù)涫菍⒐β室驍?shù)校正電路的開關(guān)器件與后級(jí)DC-DC變換器中的開關(guān)器件合并和復(fù)用，將兩部分電路合而為一。41第41頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三單級(jí)變換器的優(yōu)點(diǎn)：（1）開關(guān)器件數(shù)減少，主電路體積及成本可降低。（2）控制電路通常只有一個(gè)輸出電壓控制環(huán)，簡化了控制電路。（3）有些單級(jí)變換器拓?fù)渲胁糠州斎肽芰靠梢灾苯觽鬟f到輸出側(cè)，不經(jīng)過兩級(jí)變換，效率可能高于兩級(jí)變換器。單級(jí)PFC變換器在小功率電源中的優(yōu)勢(shì)較為明顯。

42第42頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三一、單相單級(jí)PFC變換器單級(jí)PFC裝置的主要性能指標(biāo)：效率、元器件數(shù)量、元器件電壓電流應(yīng)力、輸入電流畸變率等。單級(jí)PFC變換器電路拓?fù)涓鶕?jù)不同標(biāo)準(zhǔn)可以有不同分法：按開關(guān)數(shù)量：單開關(guān)單級(jí)PFC變換器、多開關(guān)單級(jí)PFC變換器。按電路形式：PFC部分為升壓型、降壓型、升降壓型，DC-DC變換為正激型、反激型等。按兩部分的工作方式：DCM+CCM、DCM+DCM、CCM+CCM。43第43頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三由于升壓型電路的峰值電流很小，目前應(yīng)用的主要方案為單開關(guān)升壓型PFC電路，DC-DC部分為單開關(guān)正激型或反激型電路，只有一個(gè)輸出電壓控制閉環(huán)。兩種基本的單開關(guān)升壓型單級(jí)PFC變換電路如圖9-13基本工作原理：開關(guān)在一個(gè)開關(guān)周期中按照一定的占空比導(dǎo)通。開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，輸入電源通過開關(guān)給定升壓型電路中的電感L1儲(chǔ)能，同時(shí)中間直流電容C1通過開關(guān)給反激變換器儲(chǔ)能；開關(guān)關(guān)斷期間，輸入電源與L1一起給C1充電，反激變壓器同時(shí)向二次電路釋放能量。L1-+C1圖（9-11）L1C144第44頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三開關(guān)的占空比由輸出電壓調(diào)節(jié)器決定。在輸入電壓及負(fù)載一定的情況下，中間直流側(cè)電容電壓在工作過程基本保持不變，開關(guān)的占空比也基本保持一致。輸入功率中的100Hz波動(dòng)由中間直流電容進(jìn)行平滑濾波。由于只有一個(gè)輸出電壓控制環(huán)，中間直流電容電壓及輸入電流不直接受控制，所以變換器的工作方式必須保證輸入電流波形自動(dòng)跟隨電源電壓波形，以獲得較高的功率因數(shù)，而且直流側(cè)電壓保持在合理的范圍內(nèi)。45第45頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三PFC及DC-DC部分在不同工作方式下，變換器的工作特點(diǎn)如下：1）DCM+CCM方式如果DC-DC部分工作在CCM方式，占空比將不隨負(fù)載變化。當(dāng)負(fù)載變輕時(shí)，輸出功率減小。但是由于DC-DC部分工作在DCM方式，因此占空比不會(huì)立即變化，這樣輸入功率仍然保持重載時(shí)的情況，這樣在輸入和輸出間就存在功率不平衡問題。不平衡的這部分功率必須儲(chǔ)存在電容上，造成了直流母線上電壓的升高，占空比隨之減小。也就是說，輸入功率也隨之減小。這個(gè)動(dòng)態(tài)過程一直到輸入功率等于輸出功率才會(huì)停止，這樣達(dá)到了新的功率平衡。

46第46頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三工作于這種方式下，輕載時(shí)，通用輸入電源（85-240V）的直流側(cè)電壓，會(huì)高達(dá)1000V?？梢圆捎米冾l控制來降低直流電壓，當(dāng)負(fù)載變小時(shí)，可以增大開關(guān)頻率來達(dá)到變頻控制的效果。但為了降低直流電壓，必須有很寬的開關(guān)頻率變化范圍，造成電感和濾波器等電路元件設(shè)計(jì)十分困難。2）DCM+DCM方式如果兩部分都工作在DCM方式，當(dāng)負(fù)載變小時(shí)，占空比減小。隨著占空比的減小，輸出功率減小。因此，不存在輸入功率和輸出功率的不平衡問題。兩部分都工作在DCM方式時(shí)，負(fù)載變小不會(huì)使直流電壓過高。但是使開關(guān)峰值電流增大，存在較高的導(dǎo)通損耗，會(huì)降低系統(tǒng)的效率，而且增加了濾波器的體積。47第47頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三3）CCM+CCM方式如果兩部分都工作在CCM方式，輸入功率和輸出功率會(huì)自動(dòng)達(dá)到平衡狀態(tài)。當(dāng)負(fù)載變小時(shí)，占空比基本保持不變。輸入功率的大小會(huì)隨著負(fù)載的大小變化。輕載時(shí)，不會(huì)造成很高的直流電壓。如果沒有輸入電流控制環(huán)，輸入電流波形很難跟隨電源電壓成為正弦波。48第48頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三單級(jí)PFC變換器現(xiàn)階段存在的問題：開關(guān)器件上電壓應(yīng)力過大，電容上電壓過高，輸入電流畸變較大，開關(guān)峰值電流較大，整個(gè)裝置效率較低等。為保證直流側(cè)電壓不隨負(fù)載變化而波動(dòng)，DC-DC變換部分一般均工作于DCM方式，直流側(cè)的工作電壓若不采取特殊措施，通常會(huì)超過400V（輸入為220V時(shí)）。為降低對(duì)電容耐壓要求及開關(guān)器件的電壓應(yīng)力，可采用的主要方案有：

1）直流側(cè)電壓反饋方案當(dāng)開關(guān)閉合時(shí)，在輸入回路中串聯(lián)與直流側(cè)電壓成比例的電壓源以減小輸出電感上的電壓，從而減小電感從輸入端吸收的能量，來達(dá)到降低直流電壓的目的。

49第49頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三如圖9-14所示是一個(gè)采用直流電壓反饋的單級(jí)單開關(guān)AC-DC變換器開關(guān)導(dǎo)通→繞組W1的電壓為電容C1兩端電壓→反饋繞組W2產(chǎn)生極性與輸入相反的電壓反饋。電感上的充電電壓等于輸入電感減去反饋電壓→輸入電感吸收的能量也將減少。圖（9-14）-+L1C1W1W2W3-+i150第50頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三優(yōu)點(diǎn)：輕載時(shí)，反饋有助于減小直流側(cè)的電壓應(yīng)力。另外，反饋繞組可以減小開關(guān)的電流應(yīng)力，而且把一部分輸入功率不通過中間儲(chǔ)能電容而直接給負(fù)載。所以，這種變換器可以達(dá)到比較高的效率。該電路的工作波形如圖9-15tu0ti10圖（9-15）51第51頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三線電壓在過零點(diǎn)附近沒有輸入電流。原因：反饋電壓高于輸入電壓，所以電流畸變率有所增加，反饋電壓越高，畸變率越高。如果N2=N1，這個(gè)電路將沒有功率因數(shù)校正功能。變換器將變?yōu)橐粋€(gè)普通的AC-DC變換器。而且，主開關(guān)只流過DC-DC變換器的電流，因此有最小的電流應(yīng)力。52第52頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三其它類型的直流反饋方案如圖9-16u1-+L1N1N3C1-+N2i1圖（9-16）u1-+L1N1N3C1-+N2i1N4u1-+L1N1N3C1+N2i1-u1-+L1i1N1N3N2C1+-53第53頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三2）輸入電感耦合方案采用輸入電感耦合方案典型電路為圖9-17所示的反激式變換器。變換器包含兩個(gè)反激型電路：第一個(gè)PFC反激型電路包含變壓器T1、二極管VD1、輸出濾波電容Co和開關(guān)器件S(功率MOSFET)；第二個(gè)DC-DC變換器反激型電路由變壓器T2、二極管VD2、中間直流側(cè)電容C1、輸出濾波電容Co和開關(guān)器件S(功率MOSFET)組成。C1T2-+i1T1VD1VD2uoco-+S圖（9-17）54第54頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三PFC環(huán)節(jié)的第一個(gè)反激型變換器工作在DCM方式，可以獲得比較高的功率因數(shù)。DC-DC變換器可以工作在CCM方式，不但減小了電流應(yīng)力，而且達(dá)到了較好的電壓調(diào)節(jié)效果。對(duì)于通用電壓輸入的應(yīng)用場合，這個(gè)電路拓?fù)淇梢园阎虚g級(jí)的母線電壓限制在DC400V,而且可以達(dá)到較高的功率因數(shù)和效率。第二個(gè)反激型電路的工作情況和普通的DC-DC反激型電路相似。反激型電路的變壓器T1有兩個(gè)放電回路。當(dāng)輸入電壓較低時(shí)，在開關(guān)器件關(guān)斷期間，T1上的能量將通過VD1向負(fù)載釋放，稱為反激方式。當(dāng)輸入電壓較高時(shí)，在開關(guān)器件關(guān)斷期間，VD1不導(dǎo)通，T1像一個(gè)升壓電感，通過T2的一次繞組把它上面的磁能釋放給中間電容，這種方式稱為升壓方式。55第55頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三通過給PFC電感增加了一個(gè)放電回路，該電路具有以下優(yōu)點(diǎn)：（1）限制了中間直流側(cè)的最高電壓只有當(dāng)輸入電壓較高，T2工作在升壓方式時(shí)，輸入電壓才會(huì)給中間電容充電。中間電容的電壓越高，充電功率越小。適當(dāng)選擇變壓器的電壓比，可以使中間直流側(cè)的最大電壓稍微高于輸入電壓的峰值，從而達(dá)到較低的電壓應(yīng)力和較高的功率因數(shù)。對(duì)于通用輸入的場合，中間直流側(cè)的最大電壓可以控制在400V左右，在電路中可以采用一個(gè)450V的電容。因?yàn)橹绷鱾?cè)最大電壓得到限制，所以DC-DC變換器單元工作在CCM方式時(shí)電流應(yīng)力較小，而且對(duì)于單級(jí)PFC變換器輕載時(shí)不存在電壓應(yīng)力過高的問題。56第56頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三（2）部分過載功率可直接傳遞至輸出在反激方式，所有的輸入功率直接通過T1傳給負(fù)載。在升壓方式，一部分輸入功率直接通過T2傳給負(fù)載。一部分輸入功率先儲(chǔ)存在中間電容里，然后再通過DC-DC單元釋放給負(fù)載。通過開關(guān)傳輸?shù)目偣β时纫话愕膯渭?jí)PFC變換器少。這樣可減少功率器件的電流應(yīng)力，而且可以提高整個(gè)裝置的效率。57第57頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三二、三相單級(jí)PFC變換器實(shí)現(xiàn)三相單級(jí)PFC變換器的一種方法：采用三組單級(jí)PFC變換器。特點(diǎn)：每個(gè)變換器均采用單相單級(jí)PFC變換器的方案，可實(shí)現(xiàn)模塊化。缺點(diǎn)：整個(gè)電路和控制電路都比較復(fù)雜（電力電子器件和濾波元件數(shù)量多，每個(gè)變換器都得有單獨(dú)的控制電路），實(shí)現(xiàn)難度較高。目前主要的三相單級(jí)PFC電路可劃分為以下三類：升壓型降壓型升降壓型58第58頁，共66頁，2023年，2月20日，星期三1、升壓型變換器升壓型電路通常是將單開關(guān)PFC電路中的開關(guān)管由DC-DC部分的開關(guān)來替代，實(shí)現(xiàn)PFC原理基本相同。結(jié)構(gòu)：通常由三相輸入電感、二極管整流橋、直流濾波電容及DC-DC變換器組成。開關(guān)數(shù)目一般為4-6個(gè)。優(yōu)點(diǎn)開關(guān)較少。缺點(diǎn)輸入電流處于DCM狀態(tài)，電流峰值較大，EMI較嚴(yán)重。直流側(cè)電壓較高。通常會(huì)達(dá)到輸入相電壓峰值