用單周期控制ICIR1150的PFC電路的設計

-z.用單周期控制IC*IR1150的PFC電路的設計此應用注意描述了利用升壓變換器和IR1150S的PFC控制IC的連續(xù)導通模式功率因數校正電路的設計方法。IR1150是有關對PFC變換器控制的IR公司專利的“單周期PFC控制〞技朮。此應用注意給出了一個完整逐步的包括變換器規(guī)格和必須折衷的方法的設計步驟。涉及的課題功率因數校正。單周期控制的工作方式。IR1150的功能的詳細描述。設計步驟和設計實例。設計總結。介紹功率因數定義為實際功率與視在功率的比值，實際功率是在一個周期內測得的瞬態(tài)功率的時間積分，視在功率是在一個完整的周期內電壓的均方根值與電流的均方根值的乘積。對一個正弦電壓的表達公式可以寫作：Vrms是線路電壓的均方根值。Irms是線路電流的均方根值。Irms1是線路電流的基波諧波。Φ是電壓和電流之間的相位差。在這種情況下，功率因數可以分為失真因子和位移因子：電壓和電流波形之間的相位移動量可以由輸入的感抗和容抗的無功實質來說明。在一個純阻抗負載中，電壓和電流是同相位的正弦波，實際功率等于視在功率，PF=1。單周期控制技術在的PFC中的應用變換器輸出電壓VO通過輸出分壓器按比例減小，送回到誤差放大器的輸入端VFB。誤差放大器用來提供回路補償，并且產生誤差信號或調制電壓Vm。見圖1。圖1誤差放大器電路圖2單周期控制技術的核心電路單周期控制的核心是可重置的積分器。此積分電路調制電壓并在每一個開關周期的末端被復位。見圖2。因為電壓回路的帶寬非常窄，調制電壓的變化會非常非常慢，在此開關周期內可以認為它是恒定的量值。這意味著積分器的輸出將是線性斜波。積分器斜波的斜率與誤差放大器的輸出電壓Vm成正比。見圖3。圖3可以重置的積分器的特性圖4PWM信號發(fā)生器這里一個重要的特性即是積分器的積分時間常數必須與開關周期匹配，以便于在每個周期的最后，斜波要與積分器的積分值匹配。PWM比擬器的基準電壓值是從調制電壓減去通過電流檢測電阻的電壓：為了用脈沖后沿調制恰當地控制升壓變換器，需要由電路的輸入配置去產生OCC式的PWM。用所提供的取決于輸入電流和輸出電壓的斜波信號的基準閾值來控制變換器的占空比，從而實現輸出電壓的穩(wěn)定和功率因數的校正。這項控制技朮不需要直接的線路電壓檢測：線路電壓信息已經包含在電感電流中。IR1150的詳細描述IR1150控制IC用于工作在連續(xù)導通模式，固定頻率的升壓變換器的功率因數校正電路。IC用兩個必需的回路工作，即內部的電流回路和外部的電壓回路。內部電流回路維持基于脈寬調制器占空比和輸入線路電壓的相關性的平均輸入電流的正弦曲線，以決定類似的輸入線路電流。因此，電流回路利用嵌入的輸入電壓信號來控制隨著輸入電壓的平均輸入電流。只要維持在連續(xù)導通模式的工作下就都是正確的。因為線路周期向前移動接近于零過度且變換器工作在由有限的阻抗的電感給出的輕載條件下，電流波形將有一定的失真。這些工作條件下的諧波電流都很好地在EN6100-3-2規(guī)定的D等級內，因此這不是問題。外部電壓回路控制升壓變換器的輸出電壓，輸出電壓誤差放大器在它的輸出端產生一個電壓，它直接控制積分器斜波的斜率，從而控制平均輸入電流的幅值。這兩個控制器的結合控制了輸入幅值和相位，以便使輸入電流與輸入電壓成正比而且同相位。IC在應用中為可靠的工作提供保護電路，采用了過流，過壓，欠壓和布朗輸出條件下的保護。UVLO電路監(jiān)視VCC端且保持柵驅動信號為非激活狀態(tài)，直到Vcc電壓到達UVLO導通閾值VccON。如果反應端的電壓沒有超過它額定值的20%，開環(huán)保護〔OLP〕會阻止控制器工作。如果因為*些原因電壓控制回路開路，IC將不起動，這可以防止?jié)撛诘耐蝗皇АＶ灰猇cc電壓超過這個閾值，提供應VFB端的電壓大于20%的VREF，柵驅動將開場開關。Vcc端的電壓下降到低于UVLO的關斷閾值VccUVLO時，IC將關斷，柵驅動終止。為了重新啟動過程，Vcc端電壓必須再次超過導通閾值。專用的可調節(jié)的過壓保護〔OVP〕可用于保護過壓輸出。PFC電壓反應回路經常很慢。如果輸出電壓超過OVP的設置限制，柵驅動將不能工作，直到輸出電壓再一次回到它的額定值時柵驅動信號才開場工作。IR1150的輸出保護見圖5。圖5IR1150的輸出保護特性最后提供輸出欠壓保護OUV：為了防止過載或布朗輸出，變換器將自動地限制電流，結果輸出電壓將下降。如果壓降超過額定輸出電壓的50%，控制器將關斷然后再重啟。可以經過FREQ端的外部電阻調節(jié)IC的開關頻率而設計的振蕩器。設計給出了最小/最大頻率限制，最小和最大工作頻率在50KHz到200KHz的范圍內。在更低的開關頻率下令IC工作通常是可能的，但是給出的設定電阻的較大的值可能導致不夠準確的頻率調整，其在數據表規(guī)定的容許范圍之外。IR1150S的一個附加的特點是強迫IC進入“睡眠〞模式的能力。在睡眠模式下，IC的內部單元不能工作，且IC僅消耗200μA的非常低的靜態(tài)電流。這是為了在待機模式期間減小系統(tǒng)功率損耗到最小值而設計的符合要求的特點，也是為了系統(tǒng)設計者需要關斷變換器而設計的。睡眠模式在任何時侯只要OVP端〔Pin4〕低于0.62V的電壓水平時都被激活。柵驅動輸出為高效率地驅動MOSFET提供了充足的驅動能力。PFC變換器設計步驟這一局部表達了用IR1150S控制IC設計連續(xù)導通型升壓變換器的功率因數校正器的設計步驟。PFC變換器的一些設計折衷方法作為附加內容被討論。標準的300WPFC變換器的設計步驟可參照原理圖。IR1150S樣板可從國際整流器公司買到，樣板強調了IR1150的特性，而且是按照這個應用注意的設計步驟而設計的。PFC升壓變換器的標準如下：AC輸入電壓：85VAC-264VAC頻率：47—63Hz。目標效率：92%。功率因數：0.99。諧波畸變：4%。AC沖擊電流：35A。最高環(huán)境溫度：50度。直流輸出電壓385VDC。最高直流輸出電壓：425VDC。最小保持時間：30ms。開關頻率：100KHz。最長軟起動時間：50ms。變換器輸入輸出標準定義：POUT(MA*)最大輸出功率。PIN(MA*)最大輸入功率。ηMIN最低效率。IIN(RMS)MA*最大均方根輸入電流。IIN(PK)MA*最大峰值輸入電流。IIN(AVG)MA*最大平均值輸入電流。VIN(RMS)MIN最小均方根輸入電壓。VIN(PK)MIN最小峰值輸入電壓。由IR1150組成的PFC的完整電路如圖6。圖6IR1150控制的PFC的電路最大輸入功率和輸入電流大多數變換器的設計是基于低線電壓時的電流。此時效率和輸入電流是最壞的情況。假設在低線電壓時PF值為0.99或更大。假設一個在低線電壓時的效率，于是可以計算最大輸入功率：在最低交流輸入電壓時，計算交流線路電流的最大均方根值：假設交流電流是正弦波，即可以計算交流電流的峰值：假設交流線路輸入電流為正弦波，它的平均值為：所需要的高頻輸入電容為：在這里：KΔIL--電感電流紋波因子〔在此設計中為30%〕。γ--最大高頻電壓紋波因子(ΔVIN/VIN)，在此設計中為6%，典型值在3%～9%之間。CIN=0.330μF/630V。高頻電容是標準的高質量的薄膜電容，它用來應對最壞情況下的線路電壓的峰值。注意要防止電容值太大，這會導致電流失真，后面還會介紹?？梢钥紤]把這個電容作為EMI輸入濾波器的一局部，它的主要目的是用最短的回路去旁路輸入電流的高頻分量。升壓電感的設計在VIN(PK)MIN端必須確定功率開關的占空比。這相當于在最小線路電壓時整流的線路電壓的峰值時的電感電流。Δil是基于20%的紋波電流的假設。這是設計的折衷方法必須考慮的另一個地方。較小的紋波電流值對于減小失真，輸出電容在fSW的紋波電流，功率開關的峰值電流和EMI的處理都是有好處的。無論如何在這里的折衷方法是提高電感值來減小紋波電流，這會增大電感的尺寸和本錢。注意在給定的設計中磁芯的選擇，磁芯在峰值電流水平時不能飽合。相反地，允許高值的紋波電流需要較小的電感時，將忽略以前指出的對一些性能的影響。本錢折衷方法典型地用于選擇磁芯材料，以應對損耗，溫升以及隨電流的增大會導致的電感飽合。對于電感設計要仔細的考慮磁芯構造，數據手冊和應用注意。詳細的電感設計不包括在這個應用注意的范圍。需要的輸出電容PFC變換器的輸出電容的設計是建立在電源需要的延遲時間的根底上。用一個恰當的設計，電容的紋波電壓和電流都不成問題。對于PFC應用電容的典型值為每瓦輸出功率1μF到2μF。(8)最小電容值必須減小到電容的偏差容許值內，在這種情況下為-20%，為了保證滿足最小電容的要求，假設最小保持時間。在這種情況下，選電容的標準值為330μF?？刂凭植吭O計輸出電壓分壓器變換器的輸出電壓由分壓器電阻RFB1，RFB2和RFB3設置。此分壓器中的總阻抗應該足夠大以便降低分壓器上的功率損耗。這是以滿足嚴格的待機功率規(guī)格要求的，且對于提高總系統(tǒng)的效率是有好處的。對于分壓器的最大阻值存在實際的限制。電阻值不能選擇的太大，以至引入過度附加的電壓誤差到輸出電壓誤差放大器，電壓誤差是由放大器的輸入偏置電流引起的。對分壓器總的阻抗值合理的折衷方法是大約1MΩ的阻值。RFB1和RFB2被標準地分成一樣的阻值，這是為了使分壓器的上部電阻保持通過每一個電阻的最大電壓控制在這些器件的允許的電壓額定值內(標準為250V)。為了使輸出電壓設置點誤差最小，選擇有±1%的公差的分壓電阻。電阻公差會增加誤差放大器基準的偏差，還會增加由于輸入偏置電流和輸入偏置電壓引起的放大器的誤差。這是標準1%的偏差值。(10)〔選用標準值RFB3=18.5KΩ〕計算基于實際電阻值的新的VO值。(11)計算分壓電阻的功率損耗(12)輸出OVP分壓器設計不能設置閾值太高的OVP設置點。因為輸出電容標準的額定電壓為450V，用此警告以便使OVP的設置不超過電容最大電壓額定值。輸出電容上的浪涌電壓額定值作為不正常工作條件的防護帶，且它不能用作OVP的目標電壓。425V的過壓保護閾值是適宜的設計目標。同樣的問題，關于功率損耗和在輸出電壓反應分壓器中的分壓串連的總阻抗適用于OVP分壓器。用與輸出電壓反應分壓器一樣的方法計算單獨的電阻的功率損耗并計算電阻值。IR1150S過壓比擬器有一個專用的內部基準，此基準電壓與輸出誤差放大器的基準電壓有固定的比值。(13)如果同樣的分壓器串作電壓反應，所得到的OVP電壓閾值將設置為比普通額定輸出電壓高7%，即。當OVP閾值被觸發(fā)時，IC將制止柵驅動信號。比擬器有一個固定的450mV的閾值窗口。在一個獨立的端子上設有OVP功能可允許調節(jié)閾值到所要求的值：(14)為了設計OVP為425V的過壓保護水平的分壓器作為變換器的目標規(guī)格：(15)驗證基于實際電阻值的新的VOVP值：ROVP1和ROVP2的功率損耗與其阻值一樣的RFB1和RFB2的功率損耗一樣。開關頻率選擇開關頻率對于IR1150是可調整的，它通過選擇Rf的值來完成。照此看來，開關頻率的選擇由用戶考慮總的變換器設計，同時考慮EMI和效率的決斷。圖7給出了Rf與頻率的關系曲線，這為選擇開關頻率提供了確定恰當的電阻值的依據。當為特殊的變壓器設計而選擇理想的開關頻率時，必須仔細考慮關于開關頻率的典型的設計折衷方法。主要的考慮是：最正確的電感尺寸，功率損耗，本錢，EMI的要求〔EN5501，最低150KHz的限制〕。功率開關的開關損耗隨著開關頻率的提高而增大。對于本應用注意的設計實例，我們選擇開關頻率為100KHz，這是EMI特性，最正確電感和功率開關損耗之間的一個最好的折衷方案。圖7工作頻率和Rf的關系曲線圖8斜波和占空比的關系電流環(huán)路和過流保護電流檢測端ISNS是電流檢測放大器和過流保護比擬器的輸入端。IR1150提供的電流限制的有兩個電平。一個是“軟〞電流限制，它實質上是一個折返型的占空比限制，變換器的占空比被限制在輸出功率受限且輸出電壓為最低點。另一個是峰值電流限制特色，一旦超過峰值電流限制閾值〔約-0.1V〕，它將立即終止當前的驅動脈沖。為了確保在最低輸入電壓和最大輸出功率條件下的正常工作，電流檢測電阻的選擇要保證上述條件。電流放大器有一個GDC=2.5的直流增益，它由內部補償且?guī)捪拗圃?80KHz以上。OCC控制IC的工作是基于峰值電流模式的，因此開關電流可用來作為ISNS端的輸入代替電感電流。電流檢測電壓VSNS的范圍在0V到-1V之間，必須注意當用電流互感器時，必須滿足這個范圍。電流檢測電阻決定了軟過流點，在這個點上輸入電流受到限制且輸出電壓會下降。最壞情況是在低線路電壓時，此時電流最大且變換器的升壓因子也比擬高。電流檢測電阻Rs必須設計成在最低輸入線路電壓和最大的負載時變換器能保持輸出電壓。在最低輸入電壓時要求到達輸出電壓，在交流正弦峰值上要求的占空比為：(16)當輸入電壓變低〔或負載變大〕時，電壓回路通過增大調制電壓Vm來響應。但是當Vm到達它的最大值時，電流額外的增大將限制占空比，從而引起輸出電壓的下降。從圖8可以看出在每個周期內占空比的比率被確定為：(17)(18)要求通過電流檢測電阻的電壓在最低輸入電壓時設置軟電流限制：(19)Vm飽和電壓Vp(EFF)和電流放大器的直流增益可直接從數據表中查出?，F在可以根據過載因子〔KLVL=10%〕降低的最大峰值電感電流來計算檢測電阻的值：(20)根據這個最大電流水平和在電流檢測端要求的電壓，現在可以計算檢測電阻值：可以用一個100mΩ的標準值，此電阻的功率損耗可以根據在最低輸入電壓時最壞情況的均方根輸入電流來計算：(21)適當的降低標準，選擇的電阻值為0.10Ω，3W〔非感性電阻〕。盡管單周期控制已經提供了一個逐個周期的峰值電流限制，附加一個快速過流比擬器可以進一步增加保護功能。如果到達此閾值電流，輸出脈沖將會終止。當峰值輸入電流超出時，系統(tǒng)將進入峰值電流限制：電流檢測濾波為了減小與峰值電流模式控制有關的高頻開關噪音，電流放大器用一個大約在280KHz的極點來做內部補償。為了防止因升壓二極管的反向恢復尖峰造成的過流保護的誤動作，還要提供一個消隱時間。參加一個外部過濾器典型地用于峰值電流模式控制的系統(tǒng)中，一個簡單的RC濾波器方案如圖9所示。推薦大約1～1.5MHz的拐角頻率。見(22)式。RC濾波器典型值為：(22)RSF=100Ω。〔在浪涌和瞬變過程中也提供了附加的電流限制檢測端〕。CSF=1000PF。圖9電流檢測電阻的設置和濾波當維持電流檢測信號的完整性和峰值電流模式控制時，這些元件值以濾波器的形式提供一個象樣的折衷方法。必須注意電流放大器的輸入阻抗大約為2.2KΩ。100Ω的電阻會與這個2.2KΩ的電阻構成一個分壓器，因此會影響軟電流限制的實際閾值。在電流限制放大器的輸入端的實際電壓大約為通過電流檢測電阻的電壓的96%。軟起動設計軟起動由放大器輸出電壓的上升率來控制，輸出電壓的上升率是補償電容Cz和Cp以及誤差放大器的最大可用的輸出電流的函數。軟起動時間由下面的公式確定：(23)因為Cp通常比Cz小很多，它的影響可以忽略。(24)iOVEA和Vp(EFF)可以從數據表中查出。這表示需要的時間使控制器在起動階段中到達滿占空比。在這個階段當中峰值電流將受到限制。電壓反應回路開環(huán)增益由下式乘積給出：(25)電壓反應環(huán)見圖10。圖10電壓環(huán)路圖11Boost功率級小信號低頻模型輸出分壓器：H1〔S〕輸出分壓器確定輸出電壓與誤差放大器的基準電壓的比。因此：(26)(27)這級通過固定總量H1=0.018=-34.8dB來減弱輸出電壓信號。功率級：H3〔S〕、G〔S〕升壓功率級的低頻小信號等效電路如圖11所示。此模型的說明可以從〔7〕〔8〕中找到。定義：RL：負載電阻Co：輸出Bulk電容。：調制電壓，這是電壓誤差放大器的輸出。GDC：電流放大器的直流增益，它在IC內部設置為2.5V/V。Vin：輸入電壓的峰值。對于恒定的功率負載實際的RL可以忽略。當PFC負載是DC-DC級時，這是典型的情況。如果此級的輸入電壓下降，為保持輸出功率恒定，它將通過增大電流來到達目的。在此情況下，RL將用γ對消，有：(28)當全部的電阻負載存在時，有：(29)在這里我們將不考慮電阻負載，因為大多數情況下PFC的負載是另一個DC-DC變換器的輸入。為了得到，我們需要看一下OCC的PWM調制器。其控制規(guī)律為：(30)此處，，(31)代入并消元得到小信號穿插項：(32)根據輸入電流可以計算出輸出平均電流：(33)(34)對于恒定功率的負載的情況，輸出的控制為：(35)功率級增益隨著輸入電壓的值變化。圖12功率級的增益AC90V(紅)AC264V(蘭)圖13誤差放大器電路誤差放大器：H2〔S〕IR1150控制IC中的輸出電壓誤差放大器是一個跨導型的放大器。傳遞函數是：(36)在原理圖中所示的補償網絡在傳遞函數中加了一個零點和一個極點。(37)(38)電壓回路補償為防止電壓回路在輸出端出現120Hz的紋波引起線路電流失真，典型的PFC變換器必須保持電壓回路帶寬比線路頻率的一半還要低。當然，在系統(tǒng)瞬態(tài)響應與輸入電流失真之間要采用折衷的方法，在這里電壓回路的穩(wěn)定性通常容易實現。電壓回路補償的目的是限制它的開環(huán)增益帶寬，比交流線路頻率的一半要低，并且比從誤差放大器插入p端的二次諧波紋波的一半還要低。首先我們需要計算輸出電容上的二次諧波波紋的大小：(39)120Hz的紋波要比誤差放大器輸出電壓的涌動值小。最小的失真要小于總量的大約1%。(40)從〔26〕式計算出輸出電阻分壓器的衰減為：誤差放大器和120Hz的增益為：第二個極點通常放置在遠遠高于120Hz頻率處，因此誤差放大器的傳遞函數為：(41)因為已經決定Cz作為軟起動電容，只有Rgm需要計算：(42)(43)代入得到：Rgm=8.9KΩ。為了減小噪音，第二個極點的頻率應該選擇得高于覆蓋頻率，但比開關頻率要低，標準值為開關頻率的1/6到1/10：(44)圖14誤差放大器的增益圖15誤差放大器的相位圖16環(huán)路增益90VAC(蘭)265VAC(紅)圖17整個環(huán)路的相移設計注意點IC去耦電容PFC變換器在對于控制器是個不好的噪音環(huán)境，因此，必須考慮對噪音適當的去耦。對IC起旁路作用的關鍵元件是旁路電容的實際定位和控制IC的供電源末端的連接。為了電容能提供適宜的濾波，電容必須放在離Vcc和端盡可能近的地方，要用的最短的路徑連接。注意在圖18中旁路電容直接放在SO8IC的上面，這將為電容到Vcc和端提供可能的最短的路徑。提供最嚴密的去耦路徑和使過長的連線引起的干擾噪音是決定性的。去耦電容的值與許多因素有關，包括限制開關頻率，功率MOSFET柵驅動電容的大小，外部串入的柵驅動路徑的電阻值。一般推薦一個470nF的陶瓷電容。還要一個較大的電解電容存在以提供低頻濾波。圖18IR1150去耦電容的連接電感設計當設計升壓電感時，除了考慮電感值外還要考慮更多的問題。電感的構造設計要結合寄生元件一起做。它對系統(tǒng)的噪音水平有重要的影響。升壓電感的寄生元件會因為繞線電容的諧振產生高頻振蕩。圖19表示用一個多層非理想的升壓電感時功率MOSFET的導通電流。注意高頻擾動〔大約8-10MHz〕的存在。在圖20中有同樣數值的單層電感，但是有較低的繞線間的電容。如果不控制這種振蕩，會產生控制IC的3Pin的不可承受的電壓，這會中斷電路的正常工作。圖19多層時的開啟振鈴圖20單層電感的開啟波形盡管內部消隱電路用以限制電流環(huán)上的二極管反向恢復尖峰的影響，建議在電流檢測電阻上加一個RC網絡來限制此尖峰，提高控制IC的噪音免疫能力。另一