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-z.基于SVPWM的三相全控橋式整流電源1.前言由全控型器件構成的三相PWM整流器，可以提供正弦化低諧波輸入電流，高功率因數(shù)及雙向能量流動，具有體積小、重量輕等特點，在功率因數(shù)補償，電能回饋，有源濾波等領域得到越來越廣泛應用，也是目前研究的熱點。其中電壓型PWM整流器(簡稱VSR)因其構造簡單、損耗低、控制方便等一系列優(yōu)點，成為PWM整流器研究的重點。本文在研究三相電壓型PWM整流器的前饋解耦控制策略的根底上，結合空間矢量調(diào)制(SVPWM)的算法，設計了三相電壓型PWM整流器控制系統(tǒng)，并通過仿真試驗驗證了采用此控制策略的整流器具有動態(tài)響應快、輸出直流電壓穩(wěn)定、輸入電流THD低等優(yōu)點。2.PWM整流電流根本原理三相電壓型PWM整流器交流側采用三相對稱的無中線連接方式，由6個功率開關管構成，如圖1所示。它穩(wěn)態(tài)工作時，輸出直流電壓不變，開關管按正弦規(guī)律脈寬調(diào)制，整流器交流側的輸出電壓和逆變器一樣，忽略整流器輸出交流電壓的諧波，變換器可以看作是可控正弦三相電壓源，它和正弦的電網(wǎng)電壓共同作用于輸入電感，產(chǎn)生正弦電流波形，適當控制整流器輸出電壓的幅值和相位，就可以獲得所需大小和相位的輸入電流。在本文中，我們將采用電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)的直接電流控制，以到達直流側輸出穩(wěn)定直流電壓，交流側功率因數(shù)可控〔單位功率因數(shù)〕和輸入電流諧波含量低的控制目的。圖1三相電壓型全控橋式整流電路原理圖3.三相PWM整流器的控制策略利用電路根本定律(基爾霍夫電壓、電流定律)對三相電壓型PWM整流器建立一般數(shù)學描述，并進展空間矢量變換，可以得到電壓源型PWM整流器的數(shù)學模型為：〔1〕陳瑤31頁式中，、分別為電網(wǎng)電壓的d、q軸分量；、分別為輸入電流的d、q軸分量；、分別為整流器三相全控橋輸入電壓的d、q軸分量；、分別為開關函數(shù)的d、q軸分量；由式(1)可知，d、q軸電流除受控制量、的影響外，還受到穿插耦合電壓、的擾動和電網(wǎng)電壓、的擾動。因此單純的d、q軸電流負反應不能實現(xiàn)解耦，為此引入前饋解耦控制。采用前饋解耦控制即可實現(xiàn)由、分別獨立控制兩電流。此時有：〔2〕式中：、分別為電流內(nèi)環(huán)比例和積分調(diào)節(jié)增益；、分別為電流指令值。由式〔1〕中的第三項可得到電壓環(huán)的PI控制模型為：〔3〕式中：、分別為電流內(nèi)環(huán)比例和積分調(diào)節(jié)增益；為直流輸出電壓指令值。由式〔2〕和式〔3〕可得到三相PWM整流器電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)的雙閉環(huán)前饋解耦控制框圖如圖2所示：圖2三相PWM整流器雙閉環(huán)前饋解耦控制框圖4.PI調(diào)節(jié)器設計一般來說，三相PWM整流系統(tǒng)中電流內(nèi)環(huán)參數(shù)通常按照典型I型系統(tǒng)參數(shù)整定原則來選取，使電流內(nèi)環(huán)獲得較好的跟隨性能；電壓外環(huán)參數(shù)通常按照典型Ⅱ型系統(tǒng)參數(shù)整定原則設計，以獲得最優(yōu)的調(diào)節(jié)性能并保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。4.1電流PI調(diào)節(jié)器設計整流器系統(tǒng)中，電流環(huán)作為內(nèi)環(huán)，迫使輸入電流跟蹤指令電流，能夠提高系統(tǒng)的動態(tài)響應能力。假定給定電壓在PWM線性調(diào)制區(qū)內(nèi)沒有飽和，由軸電流完全被解耦，在設計電流控制器時考慮反應電流輸入信號濾波，同時考慮整流器本身的時間常數(shù)，得到如圖3所示的簡化q軸電流環(huán)等值方框圖。圖3簡化q軸電流環(huán)等值方框圖圖3中KPWM為整流器的放大倍數(shù)，Ts為電流內(nèi)環(huán)電流采樣周期(即亦為PWM開關周期)，為反應通道濾波時間常數(shù)。文獻[2]給出了PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的設計方法如公式(4)所示?！?〕4.2電壓PI調(diào)節(jié)器設計電壓調(diào)節(jié)器作為外環(huán)調(diào)節(jié)，能穩(wěn)定輸出直流電壓，使得輸出直流電壓比輸入電壓峰值高。由文獻[2]可得三相VSR電壓外環(huán)簡化構造如圖4所示。圖中、為電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)；為電壓采樣小慣性時間常數(shù)與電流內(nèi)環(huán)等效小時間常數(shù)的合并。三相VSR電壓環(huán)簡化構造：圖4簡化電壓環(huán)等值方框圖電壓外環(huán)PI控制器參數(shù)5.SVPWM算法電機的理想供電電壓為三相正弦，其表達式如下：〔3.13〕按照合成電壓矢量的定義：〔3.14〕其中，將式(3.13)代入式(3.14)中，得到理想供電電壓下的電機電壓空間合成矢量為：〔3.15〕理想情況下，電壓空間矢量為圓形旋轉(zhuǎn)矢量，而磁通為電壓的時間積分，也是圓形的旋轉(zhuǎn)矢量?，F(xiàn)在我們觀察逆變器的輸出情況。圖3-2繪出了三相PWM逆變器供電給異步電動機的原理圖。圖3-2三相逆變器拓撲圖為了簡單起見，六個功率開關器件都用開關符號表示。為使電機對稱工作，必須三一樣時供電：即在任一時刻一定有處于不同橋臂的三個器件同時導通，而相應橋臂的另三個功率器件則處于關斷狀態(tài)。如果上橋臂器件導通用“1”表示，下橋臂器件導通用“0”表示，按式〔3.14〕定義，變換器可以輸出8個電壓空間矢量。其中，對于〔000〕和〔111〕狀態(tài)，變換器輸出的電壓空間矢量等于零，所以也稱零矢量，而其它6個矢量稱為有效矢量，有效矢量長度均等于，空間狀態(tài)矢量圖如圖3-3圖3-3空間狀態(tài)矢量圖對稱的三相正弦變量按式〔3.14〕合成，將得到一個幅度固定的空間矢量。同樣，一個勻速旋轉(zhuǎn)的空間矢量在三相空間A、B、C軸上的投影是三相對稱的正弦變量。由于變換器實際能產(chǎn)生的矢量有限，不可能輸出角度連續(xù)變化的空間矢量。為獲得旋轉(zhuǎn)的電壓空間矢量，只有利用各矢量作用時間的不同，來等效合成所需的矢量。以第三扇區(qū)為例，用最近的兩個相鄰有效矢量、和零矢量合成參考矢量，等效矢量按伏秒平衡原則合成。于是有〔3.16〕式中：、、分別是、和零矢量的作用時間；為采樣周期。式〔3.16〕的意義是：矢量在時間內(nèi)所產(chǎn)生的積分效果和、及零矢量作用時間的積分效果一樣。將、代入式〔3.16〕得〔3.17〕由式〔3.17〕得〔3.18〕隨著參考電壓空間矢量的增加，輸出電壓的基電壓幅值也線性增加，逐漸減小，但應滿足〔3.19〕SVPWM的算法SVPWM信號的實時調(diào)制，需要的二維靜止坐標系軸和軸的分量和以及PWM周期作為輸入?！惨弧炒_定矢量所在扇區(qū)通過分析和的關系，可以得到如下的規(guī)律：(3.20)(1)如果>0，則A=1,否則A=0；(2)如果>0，則B=1,否則B=0；(3)如果>0，則C=1,否則C=0。則扇區(qū)號N=A+2B+4C?！捕诚噜弮墒噶孔饔脮r間確實定(圖3-4，*YZ模塊)令〔3.21〕如果各扇區(qū)分區(qū)如圖〔3-3〕所示，則各扇區(qū)相鄰兩矢量作用時間如表3.1(圖3-4，T1T2模塊)。表3.1T1、T2賦值表扇區(qū)號ⅠⅡⅢⅣⅤⅥT1ZY-Z-**-YT2Y-**Z-Y-Z注：T1表示前一矢量，T2表示后一矢量。假設出現(xiàn)飽和則，。〔三〕確定比擬器的切換點〔圖3-4，CMPR_OUT模塊〕為了計算空間矢量比擬器切換點、、，定義〔3.22〕這樣由表3.2可得各個扇區(qū)作用時間波形。表3.2開關切換時間表比擬器切換點ⅠⅡⅢⅣⅤⅥ5.硬件設計5.1輸入濾波電感三相VSR網(wǎng)側電感對三相VSR系統(tǒng)的影響是綜合性的，其取值不僅影響系統(tǒng)的動靜態(tài)性能，而且還會對三相VSR的額定輸出功率等其它因素產(chǎn)生影響。增大電感值，可以抑制系統(tǒng)輸入電流的諧波，減小整流器對電網(wǎng)的污染，但是系統(tǒng)所能夠提供應負載的最大功率就會下降。綜合對濾波性能和輸出功率的影響，本系統(tǒng)取是網(wǎng)側電動勢峰值；是最大允許諧波電流脈動量，一般取，為網(wǎng)側電流的峰值；是系統(tǒng)給定功率；為開關周期，本系統(tǒng)取0.0005s。經(jīng)計算得因此本系統(tǒng)取10mH/50A濾波電感。5.2濾波電容輸出濾波電容的設計方法是以電容電壓波動量為設計的出發(fā)點。引起電壓波動的原因是由于負載變化引起的瞬態(tài)過程中輸入及輸出的功率不平衡，特別是當系統(tǒng)工作模式由最大功率整流到最大功率逆變突變時(或反之)，輸入輸出功率偏差最大，且瞬態(tài)過程最長，而瞬態(tài)過程中功率偏差引起電容上較大的電壓波動，確定電容電壓波動的上限后可得到電容的計算公式：其中是電容電壓的波動量，是網(wǎng)側功率因數(shù)。計算可得本系統(tǒng)中因此本系統(tǒng)取4700uF/800V濾波電容。6.實驗仿真在MatlabS/Simulink環(huán)境建