分析PWM整流器能量雙向傳輸?shù)脑O(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)-設(shè)計(jì)應(yīng)用

精品文檔-下載后可編輯分析PWM整流器能量雙向傳輸?shù)脑O(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)-設(shè)計(jì)應(yīng)用引言

隨著PWM技術(shù)快速的發(fā)展，PWM在各個(gè)領(lǐng)域的應(yīng)用。PWM整流器已不是一般傳統(tǒng)意義上的AC/DC轉(zhuǎn)換器。由于電能的雙向傳輸，當(dāng)PWM整流器從電網(wǎng)吸取電能時(shí)，其運(yùn)行于整流工作狀態(tài)；而當(dāng)PWM整流器向電網(wǎng)傳輸電能時(shí)，其運(yùn)行于有源逆變工作狀態(tài)。作為電網(wǎng)主要“污染”源的整流器首先受到了學(xué)術(shù)界的關(guān)注，并開(kāi)展了大量研究工作。能量可雙向傳輸?shù)腜WM整流器不僅體現(xiàn)出AC/DC特性（整流），而且還可呈現(xiàn)DC/AC特性，因而確切地說(shuō)，這類PWM整流器是一種新型的可逆PWM變流器。由于PWM整流器實(shí)現(xiàn)了網(wǎng)側(cè)電流正弦化，且運(yùn)行于單位功率因數(shù)，甚至能量可雙向傳輸，因而真正實(shí)現(xiàn)了“綠色電能轉(zhuǎn)換”。

整流器的工作原理與控制策略

主電路如圖1所示，為雙極性電壓源型全控IGBT橋式電路。工作過(guò)程為：當(dāng)網(wǎng)側(cè)電流i（t）0時(shí)，回路經(jīng)過(guò)T2、T3、Ls;若Us（t）、i（t）同相，則網(wǎng)側(cè)電感端電壓ULs（t）=Us（t）+URs（t）+Um=Ldi（t）/dt0,這時(shí)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)和直流側(cè)電容共同使電感磁能增大，從而使網(wǎng)側(cè)電流增加，對(duì)交流側(cè)電感Ls進(jìn)行儲(chǔ)能；再經(jīng)過(guò)D1、D4、Ls回路進(jìn)行續(xù)流。

圖1單相PWM整流器主電路

若Us（t）、i（t）同相，則網(wǎng)側(cè)電感端電壓ULs（t）=Us（t）-URs（t）-Um=L（di（t）/dt）0,因此，這時(shí)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)和網(wǎng)側(cè)電感共同向VSR直流電容充電，網(wǎng)側(cè)電感磁能減小，從而使網(wǎng)側(cè)電流衰減。類似可分析出i（t）0的情況。

脈沖寬度調(diào)制（PWM）是一種對(duì)模擬信號(hào)電平進(jìn)行數(shù)字編碼的方法。通過(guò)高分辨率計(jì)數(shù)器的使用，方波的占空比被調(diào)制用來(lái)對(duì)一個(gè)具體模擬信號(hào)的電平進(jìn)行編碼。PWM信號(hào)仍然是數(shù)字的，因?yàn)樵诮o定的任何時(shí)刻，滿幅值的直流供電要么完全有（ON），要么完全無(wú)（OFF）。電壓或電流源是以一種通（ON）或斷（OFF）的重復(fù)脈沖序列被加到模擬負(fù)載上去的。通的時(shí)候即是直流供電被加到負(fù)載上的時(shí)候，斷的時(shí)候即是供電被斷開(kāi)的時(shí)候。只要帶寬足夠，任何模擬值都可以使用PWM進(jìn)行編碼。

圖2所示為三角波電流比較法控制的原理圖。電路中包括電流滯環(huán)和電壓環(huán)，電流指令由電壓環(huán)PI輸出和一個(gè)與電壓同相的單位正弦信號(hào)相乘得到，指令電流和反饋電流經(jīng)電流調(diào)節(jié)器后與三角波信號(hào)比較，得到控制用PWM調(diào)制波，控制開(kāi)關(guān)器件的通斷，實(shí)現(xiàn)輸出電流跟蹤指令電流。

圖2三角波電流比較法控制原理圖

三角波電流比較法具有開(kāi)關(guān)頻率固定的優(yōu)點(diǎn)，且單一橋臂的開(kāi)關(guān)控制互補(bǔ)，為建模分析提供了方便，從而可方便地實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的諧波分析；在結(jié)構(gòu)上，其控制電路比定時(shí)瞬時(shí)電流比較法簡(jiǎn)單，因而具有廣闊的應(yīng)用前景。和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少，開(kāi)關(guān)頻率固定且等于載波頻率，高頻濾波器設(shè)計(jì)方便。

主電路與PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的選擇

由于主電路的各電感、電容的參數(shù)直接影響PWM整流器整個(gè)控制系統(tǒng)的動(dòng)靜態(tài)性能，且電壓電流控制環(huán)的調(diào)節(jié)器的參數(shù)影響著系統(tǒng)的跟蹤響應(yīng)性能。所以主電路與PI調(diào)節(jié)器參數(shù)選擇是整個(gè)控制系統(tǒng)關(guān)鍵的問(wèn)題。系統(tǒng)給定參數(shù)：

Ud=450v,Us=220v,Is=9.2A,fz=50Hz,Rs=0.2W,負(fù)載電阻RL=100W,開(kāi)關(guān)頻率ft=10kHz,ri≤10%,rv≤1%。

交流側(cè)濾波

電感的選擇

由于控制方案對(duì)電感參數(shù)選擇有一定的影響，濾波電感Ls的大小一方面對(duì)輸入電流的開(kāi)關(guān)紋波有影響，另一方面也影響著實(shí)際電流的跟蹤速度，此參數(shù)的選擇直接影響系統(tǒng)的工作性能。直流側(cè)電壓選定后，交流側(cè)電感設(shè)計(jì)對(duì)電源電流波形影響較大。忽略交流回路電阻Rs可得變流器的工作方式為：雙極性調(diào)制方案，L值的另一個(gè)限制因素將出現(xiàn)在應(yīng)用于多組輸出電壓的情況。因?yàn)榭刂骗h(huán)只與－個(gè)相關(guān)的輸出端閉環(huán)，當(dāng)此輸出端電流低于臨界值時(shí)，占空比將減少以保持此輸出端的電壓不變。對(duì)于其他的輔助輸出端，假定其所帶的是恒定負(fù)載，在上述占空比下降的情況下，其電壓也下降。很明顯這不是所希望的，因此在多組輸出電壓時(shí)，為了保持輔助輸出電壓不變，電感L的值應(yīng)大于所需的值。也就是說(shuō)，如果輔助電壓要保持在一定的波動(dòng)范圍內(nèi)時(shí)，則主輸出的電感必須一直超過(guò)臨界值，即一直在連續(xù)狀態(tài)。

電感的值一般受效率、體積和造價(jià)的限制，帶直流電流運(yùn)行的大電感的造價(jià)是昂貴的。從J眭能上來(lái)看，電感L過(guò)大將使調(diào)節(jié)系統(tǒng)的反應(yīng)速度減慢。因?yàn)檫^(guò)大的L在負(fù)載出現(xiàn)較大的瞬態(tài)變化時(shí)限制了輸出電流的變化率。輸入電壓Us在器件T1、T4導(dǎo)通時(shí)為+Ud,在T2、T3導(dǎo)通時(shí)為-Ud。如果忽略電流電壓紋波功率，則交直兩端功率相等。即Us×Is=Ud2/RL,得到Is=Ud2/（RL×Us）=9.2（A）

則Ism=1.414×Is=13.0（A）

（1）（1）

由式（1）可得△ism=13.0×sin（314/（10×1000））=13.0×sin（0.0314）=0.0071（A），取△ism=0.01（A）

（2）

其中：Usm為交流電壓峰值，Ud為直流側(cè)輸出電壓，△ism為交流電流變化值，Ism為交流電流峰值，T為開(kāi)關(guān)周期。由式（2）可得：

1.17mH≤Ls≤110mH取Ls=20mH

直流側(cè)二次濾波器的選擇

單相橋式PWM交流器直流輸出電壓除直流成分外，還含有二次諧波成分，為使輸出電壓更平直，系統(tǒng)采用電感電容串聯(lián)諧振濾波器濾除二次諧波。則有

(3)

(4)

根據(jù)經(jīng)驗(yàn)取Uc2max=1.1Ud,代入式（3）、（4）中得：

C2≥159.1mf,取C2=330mf;L2=7.6mH。

直流側(cè)支撐電容的選擇

在脈沖整流器的設(shè)計(jì)中，直流側(cè)濾波電容的選取也是一個(gè)關(guān)鍵性問(wèn)題。由于直流側(cè)已加二次濾波環(huán)節(jié)，則直流支撐電容Cd主要由交流電感儲(chǔ)能變化決定，由能量守恒定律可知，交流側(cè)開(kāi)關(guān)頻率次電流脈動(dòng)能量值等于支撐電容上能量脈動(dòng)值，即

(5)從而得到(6)

式中ri為電源電流紋波系數(shù)，rv為直流電壓紋波系數(shù)。

由式（6）得：Cd≥250mF,為了使直流側(cè)得到穩(wěn)定的電壓并且諧波濾得干凈，取Cd=330mF。

PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的設(shè)計(jì)

本控制系統(tǒng)電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)均采用PI調(diào)節(jié)器控制整流器系統(tǒng)，電流環(huán)作為內(nèi)環(huán)，迫使輸入電流跟蹤指令電流，能夠提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。由電壓調(diào)節(jié)器輸出得到電流環(huán)的參考電流。其調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)表達(dá)式分別為（7）和（8）。

（

(7)

(8)

式中：Ti為電流調(diào)節(jié)器的時(shí)間常數(shù)：Ti=Ls/Rs=0.15（s）

Kpi為電流調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)：Kpi=Ls/TKs=0.67

Tpv為電壓調(diào)節(jié)器的時(shí)間常數(shù)：Tpv=hTi=5T=0.0005（s）

Kpv為電壓調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)：Kpv=（h+1）TpvTd/（2h2Ti）=5.72

IGBT的驅(qū)動(dòng)電路

IGBT的伏安特性是指以柵源電壓Ugs為參變量時(shí)，漏極電流與柵極電壓之間的關(guān)系曲線。輸出漏極電流比受柵源電壓Ugs的控制，Ugs越高，Id越大。它與GTR的輸出特性相似。也可分為飽和區(qū)1、放大區(qū)2和擊穿特性3部分。在截止?fàn)顟B(tài)下的IGBT，正向電壓由J2結(jié)承擔(dān)，反向電壓由J1結(jié)承擔(dān)。如果無(wú)N+緩沖區(qū)，則正反向阻斷電壓可以做到同樣水平，加入N+緩沖區(qū)后，反向關(guān)斷電壓只能達(dá)到幾十伏水平，因此限制了IGBT的某些應(yīng)用范圍。

IGBT的轉(zhuǎn)移特性是指輸出漏極電流Id與柵源電壓Ugs之間的關(guān)系曲線。它與MOSFET的轉(zhuǎn)移特性相同，當(dāng)柵源電壓小于開(kāi)啟電壓Ugs（th）時(shí)，IGBT處于關(guān)斷狀態(tài)。在IGBT導(dǎo)通后的大部分漏極電流范圍內(nèi)，Id與Ugs呈線性關(guān)系。柵源電壓受漏極電流限制，其值一般取為15V左右。

IGBT具有開(kāi)關(guān)速度快，電壓控制的特點(diǎn)，同時(shí)又具有電流、電壓容量大，導(dǎo)通壓降小的優(yōu)點(diǎn)，因而具有良好的特性，是目前大中功率電子設(shè)備普遍使用的開(kāi)關(guān)器件。本系統(tǒng)采用國(guó)際整流器公司生產(chǎn)的IRGB15B60KD型號(hào)的開(kāi)關(guān)管，它的耐壓為600V,允許通過(guò)的電流為15A,正常工作壓降為1.8V;柵極驅(qū)動(dòng)電壓為15V,開(kāi)通時(shí)間延遲為34ns,關(guān)斷時(shí)間延遲為184ns。驅(qū)動(dòng)電路如圖3（a）所示。

圖3（a）IGBT驅(qū)動(dòng)電路

驅(qū)動(dòng)芯片IR2103S的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖3（b）所示。IR2103S是半橋驅(qū)動(dòng)芯片，具有低壓自鎖功能，當(dāng)柵極驅(qū)動(dòng)電壓小于11V時(shí)，斷開(kāi)柵極信號(hào)，當(dāng)柵極電壓低于10V時(shí)，IGBT將工作于線性區(qū)并且很快過(guò)熱，所以要有低柵壓保護(hù)電路。IGBT柵極需要15V才能達(dá)到額定的C-E結(jié)導(dǎo)通壓降。如果柵極電壓低于13V時(shí)，在大電流時(shí)導(dǎo)通壓降將急劇上升。所以IR2103S的電源電壓定為15V比較合適。

圖3（b）IR2103S內(nèi)部結(jié)構(gòu)

為了改善控制脈沖的前后延陡度并防止振蕩，減少IGBT集電極大的電壓尖脈沖，需要柵極串聯(lián)電阻RG。當(dāng)RG增大時(shí)，開(kāi)通和關(guān)斷延遲時(shí)間都將延長(zhǎng)，IGBT的能耗增加。當(dāng)RG減小時(shí)，di/dt增大可能引起IGBT誤導(dǎo)通或損壞。根據(jù)IRGB15B60KD產(chǎn)品數(shù)據(jù)實(shí)驗(yàn)檢測(cè)值為22W,綜合考慮可取RG=30W。當(dāng)集-射極之間加有高壓時(shí)，易受外界干擾，使柵-射電壓超過(guò)UGEth引起誤動(dòng)作。為了防止這種現(xiàn)象發(fā)生，在柵-射間須接一個(gè)柵-射電阻RGE。如果RGE太小，開(kāi)通時(shí)間會(huì)增大，從而降低開(kāi)關(guān)頻率。通常RGE=（1000~5000）RG,則可取RGE=90KW。

C3為VCC電源濾波電容，取C3=0.1mF,C4與D1為自舉電容和二極管，自舉電容工程應(yīng)用常取

C4=2Qg/（VCC-10-1.5）

假設(shè)IGBT充分導(dǎo)通電壓為10V,電容及二極管上的壓降為1.5V。對(duì)于50A/600V的IGBT充分導(dǎo)通時(shí)所需要的柵電荷Qg=250nC。

則C4可取：C4=2×250×10-9/（15-10-1.5）=0.14mF

可取C4=0.22mF,或更大容量的且耐壓大于35V的鉭電容。

為了快速關(guān)斷IGBT,要給柵極加負(fù)偏電壓，但過(guò)大的負(fù)偏電壓會(huì)造成IGBT反向擊穿，通常取關(guān)柵電壓為-5V。為了防止IGBT被擊穿，在柵-射之間加兩個(gè)反向串連的穩(wěn)壓值分別為5V和15V的穩(wěn)壓管。

為了避免主回路中的強(qiáng)電干擾控制回路中的弱電信號(hào)，采用光耦隔離器將驅(qū)動(dòng)回路的控制部分和主回路隔離。通過(guò)隔離，人工在線調(diào)試的時(shí)候更加安全，另外驅(qū)動(dòng)電路的輸入/輸出使用不同的地，利用隔離，可以避免之間的干擾。本系統(tǒng)采用TLP621光藕隔離器，+5V供電，隔離電壓為5000AC（V），典型工作輸入電流為16mA,輸出電流為1mA。輸入端電阻Rin=VCC/Iin=5V/16mA=312.5W,可取Rin=330W;輸出端電阻Rout=（VCC-UCE）/Iout=（5-0.7）V/1mA=4.3KW

可取Rout=4.7KW,驅(qū)動(dòng)光耦隔離電路如圖3（c）所示。由于IR2103S的高端輸入/輸出同步，低端輸入/輸出異步，則高端輸入端接的光耦采用同向接法，低端輸入端接的光耦采用反向接法，以保證同一橋的上下管不同時(shí)導(dǎo)通。

圖3（c）驅(qū)動(dòng)光耦隔離電路

系統(tǒng)仿真

Matlab軟件應(yīng)用廣泛，Matlab7.0新增加“SimPowerSystems”工具箱，這給使用者帶來(lái)了極大的方便，可以根據(jù)實(shí)際電路進(jìn)行建模和仿真。本文采用基于Matlab7.0/SimPowerSystems工具箱的方法對(duì)系統(tǒng)建模和仿真，仿真算法采用0de15s以獲得的仿真速度。仿真結(jié)果驗(yàn)證了系統(tǒng)的可行性。

圖4為系統(tǒng)處于整流狀態(tài)時(shí)交流側(cè)電流/電壓波形，由結(jié)果可知，系統(tǒng)電流跟蹤性能好、響應(yīng)快。當(dāng)系統(tǒng)能量回饋時(shí)，交流側(cè)電流/電壓波形如圖5所示。

圖4整流狀態(tài)交流電流/電壓波形圖5逆變狀態(tài)交流電流/電壓波形

系統(tǒng)在整流狀態(tài)時(shí)，直流側(cè)電壓輸出波形如圖6所示，由圖可知直流電壓無(wú)超調(diào)且紋波小。圖7為系統(tǒng)由能量正輸向能量回饋的變化時(shí)交流電流/電壓的波形，系統(tǒng)狀態(tài)轉(zhuǎn)換過(guò)渡時(shí)間短，當(dāng)用戶端有能量回饋時(shí)，能很好地被電網(wǎng)吸收，而不必用耗能電阻來(lái)吸收消耗。用戶端的再生能量能有效地得到利用，以起到理想的節(jié)能作用。

圖6直流輸