三相電壓型PWM整流器的基本原理與建模分析

三相電壓型PWM整流器的基本原理與建模分析本文蓄電池充電裝置是采用可逆PWM整流器的智能充電裝置，PWM整流器既可工作于整流狀態(tài)又可工作于逆變狀態(tài)，從而實現(xiàn)能量再生和提高網(wǎng)側功率因數(shù)，降低對電網(wǎng)的諧波污染;并采用饋能放電，將蓄電池電能回饋到電網(wǎng)，節(jié)省電能。三相電壓型PWM整流器是本系統(tǒng)研究的基礎，擔負著為蓄電池充電時提供直流電源及放電時向電網(wǎng)饋電的功能。本章給出了三相電壓型PWM整流器的基本原理及建模仿真。1.1PWM整流器基本原理概論PWM整流器是一個可工作在四象限的、交流側和直流側全控型的電流變換裝置。首先通過PWM整流器的模型電路來闡述其基本原理。圖3-1圖3-1為PWM變流器模型電路。PWM變流器模型電路由主要由三部分構成:交流網(wǎng)絡、橋式功率開關管電路以及直流網(wǎng)絡。其中交流網(wǎng)絡可以等效為交流電動勢E和網(wǎng)側電感L的串聯(lián);直流網(wǎng)絡可以等效為負載電阻RL和負載電動勢eL串聯(lián);橋式功率開關管電路可以是電壓型橋路也可以使電流型橋路。忽略功率開關管橋路的損耗，根據(jù)交流側和直流側功率平衡關系可得1.1式（3-1）式中:V,I一交流側電壓、電流;Vdc,ldc一直流側電壓、電流。由式(1.1)可知:模型電路的的交，直流兩側相互制約。下面通過分析模型電路的交流側電壓電流來研究PWM變流器的運行原理。為簡化分析，忽略PWM的諧波分量，只考慮基波，穩(wěn)態(tài)運行時，PWM交流側電壓電流矢量關系如圖1.2所示。以E為參考矢量，控制V，可實現(xiàn)四象限運行。如不變，則也不變，V的運行軌跡便成了以為半徑的圓。在V分別抵達A,B,C,D四個特殊點時，PWM整流器分別呈現(xiàn)純電感特性、正電阻特性、純電容特性和負電阻特性。純電感特性運行B)正電阻特性運行C)純電容特性運行D)負電阻特性運行圖1.2PWM變流器交流側穩(wěn)態(tài)矢量關系圖E一交流電網(wǎng)電動勢矢量V一交流側電壓矢量VL-交流側電感電壓矢量I一交流側電流矢量對PWM整流器在四個特殊點間的運行規(guī)律詳細分析如下:1.電壓矢量v端點在圓軌跡弧AB上運動時，PWM整流器運行于整流狀態(tài)。此時，電網(wǎng)的有功和感性無功注入到PWM整流器，電能從電網(wǎng)經(jīng)過PWM整流器輸送到直流負載。注意，當PWM運行在B點時，是單位功率因數(shù)的整流控制;在A點運行時，電網(wǎng)中只有感性無功注入PWM整流器，此時有功功率不會注入PWM整流器。2.當電壓矢量v端點在圓軌跡弧Bc上運動時，PWM整流器運行于整流狀態(tài)。此時，PWM整流器需從電網(wǎng)吸收有功及容性無功功率，電能將通過PWM整流器由電網(wǎng)傳輸至直流負載。當PWM整流器運行至C點時，PWM整流器將不從電網(wǎng)吸收有功功率，而只從電網(wǎng)吸收容性無功功率。1.當電壓矢量V端點在圓軌跡弧CD上運動時，PWM整流器運行于有源逆變狀態(tài)。此時，PWM整流器需向電網(wǎng)傳輸有功及容性無功功率，電能將從PWM整流器直流側傳輸至電網(wǎng)。當PWM整流器運行至D點時，便可實現(xiàn)單位功率因數(shù)有源逆變控制。4.當電壓矢量V端點在圓軌跡弧DA上運動時，PWM整流器運行于有源逆變狀態(tài)。此時，PWM整流器向電網(wǎng)傳輸有功及感性無功功率，電能將從PWM整流器直流側傳輸至電網(wǎng)。根據(jù)上述分析，實現(xiàn)PWM整流器四象限工作的條件是對網(wǎng)側電流進行控制。一種方式是控制PWM整流器的交流側的電壓來對它的網(wǎng)側電流進行間接控制;另一種方式是通過網(wǎng)側電流的閉環(huán)控制來對PWM整流器的網(wǎng)側電流進行直接控制。1.2可逆充放電裝置中PWM整流器的選擇1.2.1PWM整流器的分類隨著PWM整流器的技術發(fā)展，己經(jīng)設計出多種PWM整流器，其分類如下[32]:PWM整流器的分類方式很多，最基本的分類方法就是將PWM整流器分成電壓型、電流型，這是由于電壓型和電流型PWM整流器均有其獨特的特性，所有其他的PWM整流器都可以歸類成這兩類整流器。1.2.2PWM整流器的選擇電壓型PWM變流器的直流脈動比電流型變流器的小，且電壓型PWM變流器的輸入電流連續(xù)可控。通過可逆充放電裝置，蓄電池中儲存的電量在用電高峰期可以釋放出來逆變上網(wǎng)，而傳統(tǒng)的二極管整流器的能量只能單向流動。在PWM變流器構成的可逆充放電裝置中，如果選擇的合適的控制策略，直流側電容的電容量會大大減小，從而保障了裝置的可靠運行。本課題選用的是三相全橋PWM整流器。1.3三相PWM變流器的工作原理如圖1.3所示為三相全橋PWM整流器主電路的拓撲結構圖。圖1.3中，ea,eb,ec表示網(wǎng)側的三相電源電壓。三相PWM整流器的功率開關管損耗、交流濾波電感寄生電阻用R表示。交流電源內(nèi)部電感用L表示，網(wǎng)側電感L保證了三相PWM整流器的正常運行。隨著網(wǎng)側電感值L的增大，電流的高次諧波含量將減少，但網(wǎng)側電感值L過大又會降低系統(tǒng)的動態(tài)響應速度。所以，選擇合適的電感值對系統(tǒng)的穩(wěn)定尤為重要。在直流側加電容C是為了濾除直流電壓的脈動分量，確保整流器能夠正常運行。隨著電容C取值的增大，直流側電壓的諧波含量將減小，抗干擾能力也將增強，但是系統(tǒng)的響應速度會隨之減慢。因此直流側電容的取值也至關重要。網(wǎng)側電感L和直流側電容C的選取將在第五章中重點介紹。直流側電壓eL和電阻是蓄電池的等效模型。整流橋由3個橋臂組成，每個橋臂是由兩個全控型功率器件IGBT反并聯(lián)兩個二極管構成。其中二極管是在功率開關管IGBT截止時起續(xù)流作用的，從而實現(xiàn)了電流的雙向流動。圖1.3三相電壓型PWM整流器拓撲結構圖三相電壓型PWM整流器具備兩種不同的開關狀態(tài)。本文詳細介紹了基于單極性二值邏輯開關函數(shù)Sk(k=a,b,c)的開關狀態(tài)函數(shù)，開關函數(shù)定義為2.2:1一上橋臂導通，下橋臂斷開0一下橋臂導通，上橋臂斷開(k=a,b,c)(2.2)則三相PWM整流器共有=8種開關狀態(tài)(000-111)，其中(001-110)為6個非零矢量，V0(000),V7(111)為兩個零矢量。利用空間電壓矢量來描述三相橋的開關狀態(tài)，如圖1.4所示，空間被6個非零電壓矢量劃分成6個扇區(qū)。圖1.4三相VSR空間電壓矢量分布如圖1.5，假定電源是理想的三相正弦波電壓。單位功率因數(shù)控制時，若則圖1.5三相對稱電源電壓由圖1.5可知，每隔60度就會有一相電流改變極性。根據(jù)三相電流Ia,Ib,Ic的零點位置可以把一個周期分成6個區(qū)間，分別用數(shù)字“一～六”標識。電流極性的變化反映了主電流的換流模式。圖1.4中的矢量按V4→V6→V2→V3→V1→V5→V4旋轉一圈，對應時間軸上的三相調(diào)制波變化一周。每個區(qū)間還包含有零矢量V0和V7。本節(jié)著重介紹區(qū)間內(nèi)主電路中電流的變換方式，為了簡化分析過程，忽略上下橋臂死區(qū)。從圖1.5中可以看出，在區(qū)間內(nèi)，ua>0,ub<0,uc<0,在單位功率因數(shù)工作模式下，有l(wèi)a>0,Ib<0,lc<0，在一個PWM斬波周期內(nèi)對應的矢量分配分別是v0(ooo),v4(1oo),v6(110)},v7(111),圖1.6詳細描述了PWM整流器換流過程中開關管的狀態(tài):其中圖1.6(a)表示矢量Vo(000)的換流模式，此時，三相橋的下半橋臂導通，電流極性決定此時處于導通狀態(tài)的器件為VT4,VD6,VD2(粗線代表電流路徑)，此時橋臂電流流入端的線電壓“uab=ubc=uca=0圖1.6（b)表示矢量V4(100)的換流模式，a相上橋臂導通，b,c兩相則是下橋臂處于導通狀態(tài)，電流極性決定此時處于導通狀態(tài)的器件為VD1,VD6,VD2，此時橋臂電流流入端的線電壓“uab=ud,ubc=0,uca=-ud“,圖1.6(c)表示矢量V6(110)的換流模式，a,b兩相上橋臂導通，c相則是下橋臂處于導通狀態(tài)，電流極性決定此時處于導通狀態(tài)的器件為VD1,T3,VD2，此時橋臂電流流入端的線電壓“uab=0,ubc=ud,uca=-ud。圖1.6(d)表示矢量V7(111)的換流模式，電流極性決定此時處于導通狀態(tài)的器件為VD1,VT3,VT5。其它各區(qū)間如等的換流方式依此類似。圖1.60一/6區(qū)工作模式1.4三相PWM整流器的數(shù)學模型1.4.1三相VSR一般數(shù)學模型三相PWM整流器的一般數(shù)學模型是指利用基爾霍夫電壓和電流定律，在三相靜止坐標系(a,b,c)中，對PWM建立的一般數(shù)學描述?；谙率黾僭O，建立三相PWM整流器一般數(shù)學模型。(1)電網(wǎng)電壓:三相對稱的純正弦波(ea,eb,ec);(2)網(wǎng)側濾波電感L:呈線性變化，不考慮飽和狀態(tài);(3)用電阻R來表示IGBT與交流側濾波電感的等效電阻之和;(4)電阻Rdc串聯(lián)直流電動勢eL來等效直流側負載。采用KVL建立三相電壓型PWM整流器a相回路方程:(3-5)當S1導通而S2關斷時，Sa=1，且VaN=Vdc，當S2導通而S1關斷時，Sa=0，且VaN=0。，由于VaN=Vdc.Sa，上式可改成(1.6)式:(3-6)同理可得b相、c相方程如下:(3-7)(3-8)假設系統(tǒng)是三相對稱的，所以有1.9式:(3-9)可得(3-10)直流電流Idc可描述為1.11式:(3-11)對直流側電容正極節(jié)點應用KCL可得:(3-12)由此可得出采用單極性二值邏輯開關函數(shù)描述的三相電壓型PWM整流器的一般數(shù)學模型，如下式：2.4.2兩相靜止坐標系下的數(shù)學模型三相靜止坐標系下數(shù)學模型中，各坐標系間存在藕合，因此可將三相靜止坐標轉化成兩相靜止垂直坐標系。兩相垂直坐標系與三相靜止坐標系之間的關系圖如下圖1.7。一般用等量坐標變換進行是矢量分解，等量坐標變換就是坐標變換后坐標系中的通用矢量應當與變換前通用矢量相等。若通用矢量為X，設Xα,Xβ為X在α,β軸上的投影，Xa,Xb,Xc為X在a,b,c軸上的投影，則可以得到1.13式:(3-13)圖1.7三相靜止坐標與兩相靜止坐標之間的關系將1.13式帶入三相電壓源PWM整流器的一般數(shù)學模型中，可得三相電壓源PWM整流器兩相靜止坐標系下的數(shù)學模型:(3-14)2.4.3基于旋轉坐標的數(shù)學模型三相靜止坐標系中的一般數(shù)學模型中交流側均為時變交流量，這不利于控制系統(tǒng)的設計。為簡化控制系統(tǒng)設計，一般通過坐標變換將三相對稱靜止坐標系(a,b,c)轉換為以電網(wǎng)基波頻率同步旋轉的(d,q)坐標系，這樣同步旋轉坐標系中的直流變量將代替三相對稱靜止坐標系中的基波正弦變量。圖1.8三相靜止坐標與兩相旋轉坐標之間的關系三相靜止坐標系和兩相選擇坐標系的關系如圖1.8所示。圖中三相電壓空間矢量為E，三相電流空間矢量為I。根據(jù)瞬時無功功率理論，E矢量與d軸坐標系重合，q軸滯后d軸90度，并且三者以口旋轉。定義有功電流為電流d軸分量，無功分量為q軸電流分量。當d軸在初始條件下與a軸重合，則上述變換關系可用下面矩陣描述。由式1.14可得到在兩相旋轉坐標系下電壓、電流以及開關函數(shù)如下:（3-15）（3-16）（3-17）將上式帶入三相VSR一般數(shù)學模型中，可得到PWM整流器在d,q坐標系的低頻狀態(tài)方程，如下式1.18：（3-18）由2.8圖坐標位置關系可以看出eq=0可見，在((a,b,c)三相靜止坐標系下的數(shù)學模型經(jīng)過((d，q）變換到旋轉坐標下后，雖然各個坐標之間仍然存在相互藕合，但是在同步旋轉坐標系來觀察，其數(shù)學模型的各個參量轉化為直流量，這樣就有利于三相PWM整流電路的分析及控制系統(tǒng)的設計。1.5三相PWM整流器的控制策略PWM整流器有兩個控制目標:一個是穩(wěn)定直流側電壓;另一個是當交流側的功率因數(shù)可控時，實現(xiàn)正弦波電流控制。根據(jù)直流側電壓隨著交流側電流的動態(tài)性能變化而變化這一特性，我們把整流器控制方式分成兩類:間接電流控制、直接電流控制。2.5.1間接電流控制間接電流控制是通過控制PWM整流器網(wǎng)側電壓的幅值和相位來控制輸入整流器的電流和電壓保持同相位，使得其功率因數(shù)為1，因此間接電流控制又被稱為幅相控制。如圖1.9所示為間接電流控制的系統(tǒng)結構圖?？刂葡到y(tǒng)采用直流側電壓閉環(huán)控制。給定一個直流電壓值Ud*，把它與實際的直流電壓值Ud進行比較，并將其結果送到PI調(diào)節(jié)器，id即為PI調(diào)節(jié)器中輸出的直流電流指令信號，id與PWM整流器的網(wǎng)側輸入電流幅值成正比例關系。穩(wěn)態(tài)運行時，Ud*=Ud，PI調(diào)節(jié)器為零輸入，PI調(diào)節(jié)器的輸出Id則與整流器的輸入電流以及負載電流的幅值對應。當負載電流增大時，直流側電容C放電使直流電壓Ud下降，PI調(diào)節(jié)器輸入端出現(xiàn)正偏差，使其輸出id增大，整流器交流側的輸入電流會隨著id的增大而增大，同時，直流側電壓Ud將會隨之回升。當系統(tǒng)恢復到穩(wěn)態(tài)時，Ud*=Ud，PI調(diào)節(jié)器的輸入又變成零，id對應較大的負載電流和交流側輸入電流，將穩(wěn)定在一個新的值，此時的id值通常較大。當PWM整流器工作在逆變狀態(tài)時，負載電流減小，控制過程相反。負載電流反向給直流側電容C充電，使得Ud升高，此時PI調(diào)節(jié)器輸入變?yōu)樨撝?，PI調(diào)節(jié)器輸出id減小，最后也變?yōu)樨?，PWM整流器交流側電壓和電流反相位，即為逆變狀態(tài)下的運行模式。達到穩(wěn)態(tài)運行時，Ud*=Ud仍成立，此時PI調(diào)節(jié)器的輸入又回到零，輸出id為負。圖1.9幅相控制系統(tǒng)結構圖間接電流控制的前提條件是穩(wěn)態(tài)運行，所以其靜態(tài)性能分析比較準確，控制結構相對簡單，比較容易實現(xiàn)。但是，當使用間接電流控制時，系統(tǒng)的動態(tài)響應不好，有較大的電流超調(diào)量，微小的系統(tǒng)參數(shù)變化也會引起較大的響應。2.5.2直接電流控制方式直接電流控制是在運算得到交流電流值后，再引入到電流反饋，通過直接控制交流電流指令來跟蹤電流控制指令。網(wǎng)側電流閉環(huán)引入到直接電流控制中，有利于提高整流器網(wǎng)側的電流動態(tài)和電流靜態(tài)性能。同時還可以降低網(wǎng)側電流控制對相關參數(shù)的敏感性，電流控制系統(tǒng)的魯棒性也得到了顯著增強。所以，直接電流控制在工程中得到廣泛應用。直接電流控制因電流內(nèi)環(huán)控制方式的不同，又可分為滯環(huán)電流控制、固定開關頻率控制及空間矢量電流控制等。1.滯環(huán)電流控制滯環(huán)電流控制原理圖如圖1.10，內(nèi)環(huán)控制是電流瞬時值反饋控制，外環(huán)控制與間接電流控制類似，滯環(huán)電流控制常用于電壓型PWM整流器的控制。滯環(huán)電流控制比較給定電流和交流電流實際值，將兩者的差值輸入滯環(huán)比較器，滯環(huán)比較器產(chǎn)生PWM開關通斷控制信號，該PWM信號經(jīng)驅(qū)動電路控制主電路開關的通斷，從而控制交流電流信號的變化。圖1.10滯環(huán)電流控制系統(tǒng)結構圖滯環(huán)比較法的控制系統(tǒng)的優(yōu)點是結構非常簡單，電流響應速度較快，控制運算中不使用電路參數(shù)，系統(tǒng)魯棒性好，應用比較廣泛。其缺點是開關頻率在工頻周期內(nèi)不固定，諧波電流頻譜也是隨機分布，這將給濾波器的設計帶來很大的困難。2.固定開關頻率控制固定開關頻率控制沒有電流滯環(huán)控制開關頻率變化大的缺點，但是當系統(tǒng)參數(shù)以及負載波動時，固定開關頻率控制較敏感，而且若PWM開關頻率固定，三相VSR交流側電壓峰值波動將引起電流跟蹤偏差大小的波動。2.5.3電壓定向的空間矢量控制本文電動汽車充電樁PWM控制策略采用電壓定向控制，控制策略中的參考電壓是根據(jù)矢量大小以及作用的時間合成所得，因此簡化了所需的參考量，動態(tài)響應性能也得到了提高。電壓定向控制是在d-q同步旋轉坐標系上建立系統(tǒng)變量關系，并采用雙閉環(huán)控制結構:電壓外環(huán)控制和電流內(nèi)環(huán)控制。閉環(huán)控制器的設計直接關系到電壓定向控制方式的性能，所以本文將優(yōu)化后的PI調(diào)節(jié)運用到控制策略中。系統(tǒng)控制框圖如圖1.11所示。圖1.11空間矢量控制系統(tǒng)結構圖系統(tǒng)采用電壓外環(huán)控制和電流內(nèi)環(huán)控制的雙閉環(huán)控制，電流內(nèi)環(huán)控制能夠提高系統(tǒng)動態(tài)性能，實現(xiàn)限流保護。電壓外環(huán)控制能夠保證直流側電壓穩(wěn)定性。將直流側輸出