優(yōu)化超寬帶直接轉換接收器的性能

優(yōu)化超寬帶直接轉換接收器的性能

引言零中頻（Zero-IF）接收器并不是什么新事物；其被人們所大量使用已經有些時日了，蜂窩手機便是它的重要應用領域。然而，其在諸如無線基站的高性能接收器中的使用卻少有成功的案例。這主要是因為它們的動態(tài)范圍有限，而且也不太為人們所了解。一款新型寬帶寬零中頻I/Q解調器有助于緩解主用接收器及DPD（數字預失真）接收器在動態(tài)范圍和帶寬方面的不足，并使4G基站能夠以具成本效益的方式滿足移動接入不斷增長的帶寬需求。本文討論的主題是：如何盡量抑制造成零中頻接收器動態(tài)范圍縮小的IM2非線性及DC偏移來實現性能的優(yōu)化，從而為棘手的設計提供一種可行的替代方案。推進帶寬的不斷擴大直到最近，大多數基站只需要處理一個20MHz寬的通道帶寬（通常被分配給不同的無線載波）。與此20MHz通道相關聯的是一個配套的100MHz帶寬DPD接收器，用于測量高達5階的互調失真寄生信號，以提供有效的失真抵消作用。這些要求通常可利用高IF（外差）接收器有效地予以滿足。然而，隨著業(yè)界日益迫切地希望基站支持整個60MHz頻段的運作，此類設計的難度如今大為增加。對于整個無線制造、安裝和部署商業(yè)模型而言，完成這項偉大的工程在節(jié)省成本方面具有重大的意義。為了適應三倍的帶寬，DPD接收器的帶寬也必須從100MHz增加至300MHz。在75MHz頻段中，DPD帶寬增至驚人的375MHz。設計能夠支持這種帶寬的接收器可不是一項微不足道的工作。噪聲會由于帶寬的擴展而增加，增益平坦度變得更加難以實現，而且所需的A/D轉換器采樣速率大幅度增加。此外，帶寬如此之高的組件其成本也高得多。傳統(tǒng)高IF接收器所具備的中等帶寬不再足以支持具有±0.5dB典型增益平坦度的300MHz或更高頻率的DPD信號。300MHz的基帶帶寬將需要選擇一個最小150MHz的IF頻率。要想找到一款采樣速率可超過600Msps、同時具合理價格的A/D轉換器（即使是12位分辨率）絕非輕而易舉。用戶可能被迫采取折衷方案而去使用一款10位轉換器。新型I/Q解調器放寬了帶寬限制條件凌力爾特的LTC5585I/Q解調器專為支持直接轉換而設計，因而允許接收器將上述300MHz寬RF信號直接解調至基帶（見邊注：零中頻接收器的工作原理）。I和Q輸出被解調為一個150MHz帶寬信號，僅為高IF接收器帶寬的一半。為了獲得一個±0.5dB的通帶增益平坦度，器件的-3dB轉角頻率必須擴展至遠遠高于500MHz。LTC5585利用一個可調諧的基帶輸出級支持這一寬帶寬。差分I和Q輸出端口具有一個至VCC并與約6pF的濾波器電容相并聯的100Ω上拉電阻器（見圖1）。這個簡單的RC網絡允許形成一個片外低通或帶通濾波器網絡（以消除高電平帶外阻斷器），并實現位于解調器之后的基帶放大器鏈路之增益滾降的均衡。在外部100Ω上拉電阻器之外再采用一個100Ω差分輸出負載電阻，-3dB帶寬可達到840MHz。圖1：用于帶寬擴展的基帶輸出等效電路（采用L=18nH和C=4.7pF）基帶帶寬擴展可以采用單個L-C濾波器節(jié)以擴展基帶輸出的帶寬。圖1示出了具基帶帶寬擴展功能的芯片基帶等效電路。當具有200Ω負載時，采用一個18nH的串聯電感和一個4.7pF的并聯電容可將-0.5dB帶寬從250MHz擴展至630MHz。圖2示出了不同負載條件下可能產生的輸出響應種類。其中一種響應是在采用200Ω和10kΩ差分負載電阻條件下獲得的。對于10kΩ負載，采用一個47nH串聯電感和一個4.7pF并聯電容可把-0.5dB帶寬從150MHz擴展至360MHz。圖2：轉換增益與基帶頻率的關系曲線（采用差分負載電阻和L-C帶寬擴展）

二階互調失真寄生信號問題在直接轉換接收器中，二階互調失真分量（IM2）直接落入帶內（在基帶頻率）。例如：取兩個間隔開1MHz（分別位于2140MHz和2141MHz）的相等功率RF信號（f1和f2），以及間隔開10MHz（位于2130MHz）的LO信號。最終的IM2寄生信號將位于f2–f1（即1MHz）。通過采用外部控制電壓，LTC5585擁有了在I和Q通道上進行獨立調節(jié)以實現最小IM2寄生信號的獨特能力。圖3示出了一種用于IIP2測量和校準的典型配置。差分基帶輸出采用一個平衡-不平衡變壓器進行組合，而1MHzIM2差動頻率分量采用一個低通濾波器來選擇，以防止位于10MHz和11MHz的強大主音調壓縮頻譜分析儀前端。如果未采用該低通濾波器，則必須在頻譜分析儀上提供20~30dB的衰減及長久的平均測量時間以實現上佳的測量。如圖4中的輸出頻譜所示，可以預知IM2分量將落入帶內（在1MHz）。另外，該曲線圖還示出了調節(jié)前后的IM2分量——通過調節(jié)IP2I和IP2Q引腳上的控制電壓，可使寄生信號電平下降大約20dB。該調節(jié)使IM2寄生信號電平下降到低至-81.37dBc。圖3：用于IIP2校準的測試配置（采用1MHz低通濾波器以選擇IM2分量）圖4：未采用低通濾波器時的輸出頻譜由于擁有這種IIP2優(yōu)化能力，因此可以考慮兩種可行的IP2校準策略。一種可以是在工廠里完成并在“設定后便不需再過問”的校準步驟。在這種場合，每個調節(jié)引腳采用一個簡單的微調電位器就足夠了，如圖3所示。另一種策略是利用軟件來執(zhí)行自動閉環(huán)校準算法，這使得能夠周期性地對設備進行校準。對于已經在監(jiān)視其發(fā)送器輸出的DPD接收器而言，這是小事一樁，因為發(fā)送器能輕松地產生兩個測試音。對于主用接收器，這種校準可能需要額外的硬件以將兩個測試音回送至接收器通道。在任何情況下所有這些都可以在一個離線校準周期中完成。這樣的一種方法將需要把那些有可能影響基站性能的實際工作環(huán)境因素考慮在內。DC偏移電壓清零有助于優(yōu)化A/D轉換器動態(tài)范圍該芯片還集成了一種相似的調節(jié)能力，以清零I和Q通道的DC輸出電壓。當整個信號鏈路采用DC耦合時，因內部失配以及LO和RF輸入泄漏的自混頻所產生的DC偏移分量會縮減ADC的動態(tài)范圍。舉個例子，當一個10mV的中等輸出DC偏移電壓通過一個20dB增益級時，將在A/D轉換器的輸入端產生100mV的DC偏移。對于12位ADC的2Vp-p輸入范圍而言，該DC偏移量意味著空間減少了205LSB，即實際上導致ADC的動態(tài)范圍縮小了0.9dB。為了最大限度地減少LO與RF輸入之間的泄漏，應謹慎地隔離這兩個信號。在PCB布局中，需把這兩個信號的印制線彼此分離以阻止交叉耦合。即使有可量度的泄漏至RF端口，LO信號也將發(fā)生自混頻，從而在輸出中形成一個DC偏移項。幸運的是，LO電平常常是恒定的，因此DC偏移也是恒定的，而且能輕松地通過調節(jié)予以消除。更成問題的是RF輸入，它會在一個很寬的信號電平范圍內變化。至LO輸入端的任何的信號泄漏都將發(fā)生自混頻，并在信號變化時產生一個動態(tài)DC偏移電壓。這將使解調信號產生失真。因此，保持很少的泄漏將有助于最大限度地抑制DC偏移。直接轉換接收器的潛在成本優(yōu)勢零中頻接收器因其潛在的成本節(jié)省優(yōu)勢而特別引人注目。如上文所述，RF信號被解調至一個低頻基帶。在較低的頻率下，濾波器的設計變得較為容易。此外，零中頻解調在基帶上還不會產生鏡頻，因而免除了增設一個相對昂貴的SAW濾波器之需?；蛟S其中最吸引人的一點是ADC采樣速率可以顯著減低。在我們上面所舉的例子