串聯(lián)型直流側(cè)有源電力濾波器的設(shè)計(jì)

串聯(lián)型直流側(cè)有源電力濾波器的設(shè)計(jì)

由于現(xiàn)代能源電子設(shè)備的廣泛應(yīng)用，大量的能源聲波發(fā)生，聲波造成的危害日益嚴(yán)重。幾個(gè)國(guó)家開始高度重視治理光緒。諧波抑制也逐漸由無源抑制方法向有源抑制方法轉(zhuǎn)變。有源抑制方法主要分為功率因數(shù)校正技術(shù)和有源電力濾波技術(shù)(activepowerfilter,APF)。由于現(xiàn)在很多造成諧波污染的用電設(shè)備已經(jīng)投入使用,不能從用戶端來進(jìn)行諧波治理,所以使用APF進(jìn)行諧波治理被認(rèn)為是相當(dāng)有效的和發(fā)展前途的諧波治理新方法。文獻(xiàn)提出了一種單周控制直流(directcurrent,DC)側(cè)有源電力濾波器的概念,通過控制H型逆變橋提供負(fù)載所需的諧波以及無功功率,使電路結(jié)構(gòu)大大簡(jiǎn)化。文獻(xiàn)在此基礎(chǔ)上提出了一種DC側(cè)并聯(lián)型APF,將有源功率開關(guān)數(shù)量減少了一半,改善了補(bǔ)償效果。但是并聯(lián)型APF的性能受系統(tǒng)負(fù)載阻抗的影響較大,有時(shí)其補(bǔ)償效果并不十分理想,而串聯(lián)型APF正好克服了這一缺點(diǎn),其補(bǔ)償性能更優(yōu)越。針對(duì)此問題,提出一種串聯(lián)型直流側(cè)有源電力濾波器,串聯(lián)在整流橋的直流側(cè),能夠?qū)崿F(xiàn)整流負(fù)載的諧波治理,由于電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,成本低等優(yōu)點(diǎn),具有很好的技術(shù)優(yōu)勢(shì)和市場(chǎng)前景。仿真結(jié)果證明了理論分析的正確性。1不對(duì)稱半橋兩端電壓的等效電路由于傳統(tǒng)的串聯(lián)型交流側(cè)APF的能量需要四象限流動(dòng),主電路結(jié)構(gòu)一般為全橋或半橋結(jié)構(gòu)。筆者提出的DC側(cè)APF的能量只需要二象限流動(dòng),所以可將傳統(tǒng)的四相H型逆變橋簡(jiǎn)化為一個(gè)不對(duì)稱半橋,從而減少了有源開關(guān)數(shù)量。串聯(lián)型直流側(cè)APF的功率級(jí)電路如圖1所示,其中S1、S2、D1、D2、C構(gòu)成不對(duì)稱半橋,提供負(fù)載所需的諧波和無功電流。為了說明直流側(cè)串聯(lián)型APF的工作原理,筆者針對(duì)電容濾波的電壓型諧波源負(fù)載,給出了圖2所示進(jìn)行諧波電壓補(bǔ)償?shù)牡刃щ娐?。其?us為整流橋直流側(cè)輸入電壓;uh為電路等效諧波分量;串聯(lián)型APF相當(dāng)于一個(gè)受控電壓源,提供補(bǔ)償電壓uAPF。對(duì)主電路進(jìn)行控制的目標(biāo)就是通過控制APF,使uAPF=uh,且方向相反,抵消等效諧波分量,使整個(gè)電路從直流側(cè)向負(fù)載端看去呈現(xiàn)純電阻性。即通過控制APF迫使交流輸入電流與輸入電壓同頻同相。為了簡(jiǎn)化分析,作如下假設(shè):1)APF的儲(chǔ)能電容C很大,其電容電壓UC近似為恒定。2)S2開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于電源電壓頻率和非線性負(fù)載電流的頻率。3)電網(wǎng)電壓為理想的正弦波。在理想情況下,輸入電壓us為正弦半波,輸出電壓Ud為恒定直流,因此APF兩端電壓為二象限。而流過APF的電流為單象限,因此需要控制電容C的電壓來保證電流的連續(xù)可控。當(dāng)整流橋直流側(cè)輸入電壓小于輸出電壓時(shí),即us<Ud時(shí),開關(guān)S1導(dǎo)通,設(shè)為區(qū)間I,其等效電路與區(qū)間電感電流如圖3(a)(b)所示。根據(jù)假設(shè)2),可認(rèn)為輸入電壓在S2的一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)基本不變,設(shè)開關(guān)S2的占空比為D。在0<t<DTs期間,開關(guān)S2導(dǎo)通,二極管D關(guān)斷,設(shè)定Um=us-Ud,則電感上的電壓、電流為uL=Um+UC,iL=Um+UCL?t+i0iL=Um+UCL?t+i0。在DTs<t<Ts期間,開關(guān)S2關(guān)斷,二極管D導(dǎo)通,電感上的電壓、電流為uL=Um,iL=UmL?t+ip0iL=UmL?t+ip0。穩(wěn)態(tài)時(shí)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電感滿足伏秒平衡原理,得到(Um+UC)·D+Um·(1-D)=0。推導(dǎo)出Um=DUC。(1)當(dāng)輸入電壓大于輸出電壓時(shí),即us>Ud時(shí),開關(guān)S1關(guān)斷,設(shè)為區(qū)間II,其等效電路和區(qū)間電感電流如圖4(a)(b)所示。由以上分析可得Um·D+(Um-UC)·(1-D)=0。推導(dǎo)出Um=(1-D)UC。(2)控制APF中各開關(guān)器件的目的是使APF產(chǎn)生的補(bǔ)償電壓能夠?qū)崟r(shí)跟蹤非線性負(fù)載電壓中的諧波和無功的變化,并提供大小相同、方向相反的補(bǔ)償電壓,使電網(wǎng)向負(fù)載提供正弦電流。當(dāng)有源電力濾波器正常工作,補(bǔ)償了系統(tǒng)諧波和無功部分后,電源輸出電流應(yīng)該與電源的輸出電壓同頻、同相(只要電源電壓滿足假設(shè)3),此時(shí)的電源電流自然不含有諧波成分),也就說從整流橋直流側(cè)向輸出端看,有源電力濾波器與負(fù)載可以被合看成一個(gè)等效的電阻Re,則有us=isRe(3)當(dāng)?shù)仁綕M足時(shí),就能夠保證直流側(cè)串聯(lián)型APF對(duì)諧波和無功的補(bǔ)償。其中:us為整流橋直流側(cè)輸出電壓;is為整流橋直流側(cè)輸出電流。因此,可以表示不對(duì)稱半橋兩端電壓為uba=(u1+u2-1)uC。為了保證輸入電流的連續(xù),需要通過控制開關(guān)S1使得不對(duì)稱半橋的輸出電壓uab極性隨著輸入電壓的變化而變化,即u1=1?sgn(Um)2u1=1-sgn(Um)2,(4)根據(jù)等效電阻的思想,控制APF使得輸入電流跟蹤輸入電壓有is=usRe=iLis=usRe=iL,則diLdt=1L[Um+(u1+u2?1)uC]=1Re?dusdtdiLdt=1L[Um+(u1+u2-1)uC]=1Re?dusdt。整理可得u2=LUCRe?dusdt?UmUC+1+sgn(Um)2u2=LUCRe?dusdt-UmUC+1+sgn(Um)2。(5)等式(4)、(5)分別為直流側(cè)串聯(lián)APF開關(guān)S1、S2的控制方程。只要保證APF的控制分別滿足式(4)、(5),也就是滿足了等式(3),從而也就使得電網(wǎng)輸出電流保持為正弦波。由以上分析得知,串聯(lián)型DC側(cè)APF采用雙環(huán)控制,控制電路包括兩個(gè)控制回路,分別控制有源開關(guān)S1和S2。其中低頻控制回路控制開關(guān)S1,而高頻控制回路控制開關(guān)S2。低頻控制回路由一個(gè)脈沖寬度調(diào)制(pulsewidthmodulation,PWM)比較器構(gòu)成,當(dāng)輸入電壓小于輸出電壓時(shí),低頻開關(guān)S1導(dǎo)通,電容C向負(fù)載輸出能量。反之,低頻開關(guān)S1關(guān)斷,電容C儲(chǔ)存能量。高頻控制回路采用了滯環(huán)電流PWM控制法,其控制電路如圖5所示。由該控制電路可以看出,直流側(cè)串聯(lián)型APF需要檢測(cè)的信號(hào)是有源電力濾波器中逆變器電容電壓UC、整流橋直流側(cè)電壓us以及直流側(cè)電流is,然后由控制電路產(chǎn)生的控制信號(hào)去控制APF上開關(guān)S2的動(dòng)作。通過檢測(cè)有源電力濾波器上電容電壓得到kCUC,與參考值Uref比較之后通過比例積分(proportionalintegral,PI)調(diào)節(jié)器獲得等效電阻1/Re。檢測(cè)出整流橋直流側(cè)輸入電壓u*s,經(jīng)過一個(gè)乘法器獲得參考電流信號(hào)i*p。將比較參考電流信號(hào)i*p與電感電流is相比較,誤差值送入滯環(huán)比較器,產(chǎn)生開關(guān)管S2的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào),控制電感電流跟蹤輸入電壓變化。2apf補(bǔ)償前后的電壓諧波特性根據(jù)提出的單相串聯(lián)型直流側(cè)有源電力濾波器的電路結(jié)構(gòu),進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。仿真電路的參數(shù)為:交流輸入電壓的有效值設(shè)定為220V;頻率為50Hz;濾波電感L設(shè)定為1.5mH;儲(chǔ)能電容C設(shè)定為2000μF;負(fù)載電阻額定值設(shè)為20Ω。圖6(a)、(b)分別為加入APF補(bǔ)償前后的電壓電流波形。其中u、i分別為電源電壓和電流?？梢娂尤階PF前電源輸出電流帶有大量諧波,其功率因數(shù)(powerfactor,PF)PF=0.683,其總的諧波畸變率(totalharmonicdistortion,THD)THD=108.5%。而直流側(cè)串聯(lián)型有源電力濾波器的補(bǔ)償效果非常理想,補(bǔ)償后,電源輸出電流諧波得到有效抑制,其功率因數(shù)PF=0.995,總的諧波畸變率THD=2.8%。圖6(c)給出了APF儲(chǔ)能電容電壓UC和負(fù)載輸出電壓Ud的波形,其波動(dòng)幅度均能控制在一定范圍內(nèi),沒有出現(xiàn)嚴(yán)重不平衡現(xiàn)象。仿真結(jié)果與理論分析一致,很好地實(shí)現(xiàn)了串聯(lián)型直流側(cè)APF的補(bǔ)償目的,從而證明了提出的串聯(lián)型直流側(cè)APF的正確性與有效性。3跟蹤諧波和apf能量流向控制提出了一