線性穩(wěn)壓器的工作原理及比較

線性穩(wěn)壓器的工作原理及比較摘要隨著便攜式設(shè)備(電池供電)在過去十年間的快速增長，象原來的業(yè)界標準LM340和LM317這樣的穩(wěn)壓器件已經(jīng)無法滿足新的需要。這些穩(wěn)壓器使用NPN達林頓管，在本文中稱其為NPN穩(wěn)壓器(NPNregulators)。預期更高性能的穩(wěn)壓器件已經(jīng)由新型的低壓差(Low-dropout)穩(wěn)壓器(LDO)和準LDO穩(wěn)壓器(quasi-LDO)實現(xiàn)了。關(guān)鍵詞NPN穩(wěn)壓器LDO穩(wěn)壓器準LDO穩(wěn)壓器波特圖零點極點NPN穩(wěn)壓器(NPNregulators)在NPN穩(wěn)壓器(圖1：NPN穩(wěn)壓器內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖)的內(nèi)部使用一個PNP管來驅(qū)動NPN達林頓管(NPNDarlingtonpasstransistor),輸入輸出之間存在至少 1.5V?2.5V的壓差(dropoutvoltage)。這個壓差為：Vdrop=2Vbe+Vsat(NPN穩(wěn)壓器) (1)LDO穩(wěn)壓器(LDOregulators)在LDO(LowDropout)穩(wěn)壓器(圖2：LDO穩(wěn)壓器內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖)中，導通管是一個PNP管。LDO的最大優(yōu)勢就是PNP管只會帶來很小的導通壓降，滿載(Full-load。的跌落電壓的典型值小于500mV,輕載(Lightloads。時的壓降僅有10?20mV。LDO的壓差為：Vdrop=Vsat(LDO穩(wěn)壓器) (2)準LDO穩(wěn)壓器(Quasi-LDOregulators)準LDO(Quasi-LDO)穩(wěn)壓器(圖3：準LDO穩(wěn)壓器內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖。已經(jīng)廣泛應用于某些場合,例如:5V到3.3V轉(zhuǎn)換器。準LDO介于NPN穩(wěn)壓器和LDO穩(wěn)壓器之間而得名，導通管是由單個PNP管來驅(qū)動單個NPN管。因此，它的跌落壓降介于NPN穩(wěn)壓器和LDO之間：Vdrop=Vbe+Vsat (3)穩(wěn)壓器的工作原理(RegulatorOperation)所有的穩(wěn)壓器，都利用了相同的技術(shù)實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定(圖4：穩(wěn)壓器工作原理圖)。輸出電壓通過連接到誤差放大器(ErrorAmplifier)反相輸入端(InvertingInput)的分壓電阻(ResistiveDivider。采樣(Sampled)，誤差放大器的同相輸入端(Non-invertingInput。連接到一個參考電壓Vref。參考電壓由IC內(nèi)部的帶隙參考源(BandgapReference)產(chǎn)生。誤差放大器總是試圖迫使其兩端輸入相等。為此，它提供負載電流以保證輸出電壓穩(wěn)定：Vout=Vref(1+R1/R2) (4)性能比較(PerformanceComparison)NPN，LDO和準LDO在電性能參數(shù)上的最大區(qū)別是：跌落電壓(DropoutVoltage。和地腳電流(GroundPinCurrent)。跌落電壓前文已經(jīng)論述。為了便于分析，我們定義地腳電流為Ignd(參見圖4),并忽略了IC到地的小偏置電流。那么，Ignd等于負載電流IL除以導通管的增益。NPN穩(wěn)壓器中，達林頓管的增益很高(HighGain)，所以它只需很小的電流來驅(qū)動負載電流IL。這樣它的地腳電流Ignd也會很低，一般只有幾個mA。準LDO也有較好的性能,如國半(NS)的LM1085能夠輸出3A的電流卻只有10mA的地腳電流。然而，LDO的地腳電流會比較高。在滿載時，PNP管的卩值一般是15?20。也就是說LDO的地腳電流一般達到負載電流的7%。NPN穩(wěn)壓器的最大好處就是無條件的穩(wěn)定，大多數(shù)器件不需額外的外部電容。LDO在輸出端最少需要一個外部電容以減少回路帶寬(LoopBandwidth)及提供一些正相位轉(zhuǎn)移(PositivePhaseShift)補償。準LDO一般也需要有輸出電容，但容值要小于LDO的并且電容的ESR局限也要少些。反饋及回路穩(wěn)定性(FeedbackandLoopStability)所有穩(wěn)壓器都使用反饋回路(FeedbackLoop)以保持輸出電壓的穩(wěn)定。反饋信號在通過回路后都會在增益和相位上有所改變，通過在單位增益(UnityGain，0dB)頻率下的相位偏移總量來確定回路的穩(wěn)定性。波特圖(BodePlots)波特圖(BodePlots)可用來確認回路的穩(wěn)定性，回路的增益(LoopGain,單位：dB)是頻率(Frequency)的函數(shù)(圖5：典型的波特圖)?；芈吩鲆婕捌湎嚓P(guān)內(nèi)容在下節(jié)介紹?；芈吩鲆婵梢杂镁W(wǎng)絡分析儀(NetworkAnalyzer)測量。網(wǎng)絡分析儀向反饋回路(FeedbackPath)注入低電平的正弦波(SineWave),隨著直流電壓(DC)的不斷升高，這些正弦波信號完成掃頻，直到增益下降到0dB。然后測量增益的響應(GainResponse)0波特圖是很方便的工具，它包含判斷閉環(huán)系統(tǒng)(Closed-loopSystem)穩(wěn)定性的所有必要信息。包括下面幾個關(guān)鍵參數(shù)：環(huán)路增益(LoopGain)，相位裕度(PhaseMargin)和零點(Zeros)、極點(Poles)0回路增益(LOOPGAIN)閉環(huán)系統(tǒng)(Closed-loopSystem)有個特性稱為回路增益(LoopGain)。在穩(wěn)壓電路中，回路增益定義為反饋信號(FeedbackSignal)通過整個回路后的電壓增益(VoltageGain)。為了更好的解釋這個概念，LDO的結(jié)構(gòu)框圖(圖2)作如下修改(圖6：回路增益的測量方法)。變壓器(Transformer)用來將交流信號(ACSignal)注入(Inject)至I」“A”、“?B”點間的反饋回路。借助這個變壓器，用小信號正弦波(Small-signalSineWave)來“調(diào)制”(modulate)反饋信號?？梢詼y量出A、B兩點間的交流電壓(ACVoltage)，然后計算回路增益?；芈吩鲆娑x為兩點電壓的比(Ratio)：LoopGain=Va/Vb (5)需要注意，從Vb點開始傳輸?shù)男盘?，通過回路(Loop)時會出現(xiàn)相位偏移(PhaseShift)，最終到達Va點。相位偏移(PhaseShift)的多少決定了回路的穩(wěn)定程度(Stability)0反饋（FEEDBACK）如前所述，所有的穩(wěn)壓器都采用反饋（Feedback）以使輸出電壓穩(wěn)定。輸出電壓是通過電阻分壓器進行采樣的（圖6），并且該分壓信號反饋到誤差放大器的一個輸入端，誤差放大器的另一個輸入端接參考電壓，誤差放大器將會調(diào)整輸出到導通管（PassTransistor）的輸出電流以保持直流電壓（DCValtage）的穩(wěn)定輸出。為了達到穩(wěn)定的回路就必須使用負反饋（NegativeFeedback）。負反饋，有時亦稱為改變極性的反饋（degenerativefeedback），與源信號的極性相反（圖7：反饋信號的相位示意圖）。負反饋與源（Source）的極性相反，它總會阻止輸出的任何變化。也就是說，如果輸出電壓想要變高（或變低），負反饋回路總會阻止，強制其回到正常值。正反饋（PositiveFeedback）是指當反饋信號與源信號有相同的極性時就發(fā)生的反饋。此時，回路響應會與發(fā)生變化的方向一致。顯而易見不能達到輸出的穩(wěn)定，不能消除輸出電壓的改變，反而將變化趨勢擴大了。當然，不會有人在線性穩(wěn)壓器件中使用正反饋。但是如果出現(xiàn)180°的相移，負反饋就成為正反饋了。相位偏移（PHASESHIFT）相位偏移就是反饋信號經(jīng)過整個回路后出現(xiàn)的相位改變（PhaseChange）的總和（相對起始點）。相位偏移，單位用度（Degrees）表示，通常使用網(wǎng)絡分析儀（networkanalyzer）測量。理想的負反饋信號與源信號相位差180°（如圖8：相位偏移示意圖），因此它的起始點在－180°。在圖7中可以看到這180°的偏置，也就是波型差半周?？梢钥吹?，從－180°開始，增加180°的相移，信號相位回到零度，就會使反饋信號與源信號的相位相同，從而使回路不穩(wěn)定。相位裕度（PHASEMARGIN）相位裕度（PhaseMargin，單位：度），定義為頻率的回路增益等OdB（單位增益，UnityGain）時，反饋信號總的相位偏移與－180°的差。一個穩(wěn)定的回路一般需要20°的相位裕度。相位偏移和相位裕度可以通過波特圖中的零、極點計算獲得。極點（POLES）極點（Pole）定義為增益曲線（Gaincurve）中斜度（Slope）為一20dB/十倍頻程的點（圖9：波特圖中的極點）。每添加一個極點，斜度增加20dB/十倍頻程。增加n個極點，nx（-20dB/十倍頻程）。每個極點表示的相位偏移都與頻率相關(guān)，相移從0到－90°（增加極點就增加相移）。最重要的一點是幾乎所有由極點（或零點）引起的相移都是在十倍頻程范圍內(nèi)。注意：一個極點只能增加-90°的相移，所以最少需要兩個極點來到達-180°（不穩(wěn)定點）。零點（ZEROS）零點（Zero）定義為在增益曲線中斜度為+20dB/十倍頻程的點（如圖10：波特圖中的零點）。零點產(chǎn)生的相移為0到＋90°，在曲線上有＋45°角的轉(zhuǎn)變。必須清楚零點就是“反極點”（Anti-pole），它在增益和相位上的效果與極點恰恰相反。這也就是為什么要在LDO穩(wěn)壓器的回路中添加零點的原因，零點可以抵消極點。波特圖分析用包含三個極點和一個零點的波特圖(圖11：波特圖)來分析增益和相位裕度。假設(shè)直流增益(DCgain)為80dB，第一個極點(pole)發(fā)生在100Hz處。在此頻率，增益曲線的斜度變?yōu)橐?0dB/十倍頻程。1kHz處的零點使斜度變?yōu)?dB/十倍頻程，到10kHz處斜度又變成一20dB/十倍頻程。在100kHz處的第三個也是最后一個極點將斜度最終變?yōu)椤?0dB/十倍頻程。圖11中可看到單位增益點(UnityGainCrossover,0dB)的交點頻率(CrossoverFrequency)是1MHz。0dB頻率有時也稱為回路帶寬(LoopBandwidth)。相位偏移圖表示了零、極點的不同分布對反饋信號的影響。為了產(chǎn)生這個圖，就要根據(jù)分布的零點、極點計算相移的總和。在任意頻率(f)上的極點相移，可以通過下式計算獲得：極點相移=—arctan(f/fp) (6)在任意頻率(f)上的零點相移，可以通過下式計算獲得：零點相移=—arctan(f/fz) (7)此回路穩(wěn)定嗎？為了回答這個問題，我們根本無需復雜的計算，只需要知道0dB時的相移(此例中是1MHz)o前兩個極點和第一個零點分布使相位從—180°變到＋90°，最終導致網(wǎng)絡相位轉(zhuǎn)變到—90。。最后一個極點在十倍頻程中出現(xiàn)了0dB點。代入零點相移公式，可以計算出該極點產(chǎn)生了一84。的相移(在1MHz時)。加上原來的一90°相移，全部的相移是一174。(也就是說相位裕度是6。)。由此得出結(jié)論，該回路不能保持穩(wěn)定，可能會引起振蕩。NPN穩(wěn)壓器補償NPN穩(wěn)壓器的導通管(見圖1)的連接方式是共集電極的方式。所有共集電極電路的一個重要特性就是低輸出阻抗，意味著電源范圍內(nèi)的極點出現(xiàn)在回路增益曲線的高頻部分。由于NPN穩(wěn)壓器沒有固有的低頻極點，所以它使用了一種稱為主極點補償(dominantpolecompensation)的技術(shù)。方法是，在穩(wěn)壓器的內(nèi)部集成了一個電容，該電容在環(huán)路增益的低頻端添加了一個極點(圖12：NPN穩(wěn)壓器的波特圖)。NPN穩(wěn)壓器的主極點(DominantPole)，用P1點表示，一般設(shè)置在100Hz處。100Hz處的極點將增益減小為一20dB/十倍頻程直到3MHz處的第二個極點(P2)。在P2處，增益曲線的斜率又增加了一20dB/十倍頻程。P2點的頻率主要取決于NPN功率管及相關(guān)驅(qū)動電路，因此有時也稱此點為功率極點(Ppowerpole)。另外，P2點在回路增益為一10dB處出現(xiàn)，也就表示了單位增益(0dB)頻率處(1MHz)的相位偏移會很小。為了確定穩(wěn)定性，只需要計算0dB頻率處的相位裕度。第一個極點(P1)會產(chǎn)生一90。的相位偏移，但是第二個極點(P2)只增加了一18。的相位偏移(1MHz處)。也就是說0dB點處的相位偏移為一108。，相位裕度為72°，表明回路非常穩(wěn)定。需要兩個極點才有可能使回路要達到一180。的相位偏移(不穩(wěn)定點)，而極點P2又處于高頻，它在0dB處的相位偏移就很小了。LDO穩(wěn)壓器的補償LDO穩(wěn)壓器中的PNP導通管的接法為共射方式(commonemitter)0它相對共集電極方式有更高的輸出阻抗。由于負載阻抗和輸出容抗的影響在低頻程處會出現(xiàn)低頻極點(low—frequencypole)。此極點，又稱負載極點(loadpole)，用Pl表示。負載極點的頻率由下式計算獲得：F(P1)=1/(2nxRloadxCout) (8)從此式可知，LDO不能通過簡單的添加主極點的方式實現(xiàn)補償。為什么？先假設(shè)一個5V/50mA的LDO穩(wěn)壓器有下面的條件，在最大負載電流時，負載極點(Pl)出現(xiàn)的頻率為：Pl=1/(2nxRloadxCout)=l/(2nx100x10-5)=160Hz(9)假設(shè)內(nèi)部的補償在1kHz處添加了一個極點。由于PNP功率管和驅(qū)動電路的存在，在500kHz處會出現(xiàn)一個功率極點(Ppwr)。假設(shè)直流增益為80dB。在最大輸出電流時的負載阻值為RL=100Q，輸出電容為Cout=10uF。使用上述條件可以畫出相應的波特圖(如圖13：未補償?shù)腖DO增益波特圖)。可以看出回路是不穩(wěn)定的。極點PL和P1每個都會產(chǎn)生一90°的相移。在0dB處(此例為40kHz),相移達到了一180°為了減少負相移(阻止振蕩)，在回路中必須要添加一個零點。一個零點可以產(chǎn)生＋90°的相移，它會抵消兩個低頻極點的部分影響。因此，幾乎所有的LDO都需要在回路中添加這個零點。該零點一般是通過輸出電容的等效串聯(lián)電阻(ESR)獲得的。使用ESR補償LDO等效串聯(lián)電阻(ESR)是電容的一個基本特性?？梢詫㈦娙荼硎緸殡娮枧c電容的串聯(lián)等效電路(圖14：電容器的等效電路圖)。輸出電容的ESR在回路增益中產(chǎn)生一個零點，可以用來減少負相移。零點處的頻率值(Fzero)與ESR和輸出電容值密切相關(guān)：Fzero=1/(2nxCoutxESR) (10)再看上一節(jié)的例子(圖13)，假設(shè)輸出電容值Cout=10uF，輸出電容的ESR=10。則零點發(fā)生在16kHz。圖15的波特圖顯示了添加此零點如何使不穩(wěn)定的系統(tǒng)恢復穩(wěn)定。回路的帶寬增加了，單位增益(0dB)的交點頻率從30kHz移到了100kHz。到100kHz處該零點總共增加了+81°相移(PositivePhaseShift)。也就是減少了極點PL和P1造成的負相移(NegativePhaseShift)。極點Ppwr處在500kHz，在100kHz處它僅增加了一11°的相移。累加所有的零、極點，0dB處的總相移為一110°。也就是有+70°的相位裕度，系統(tǒng)非常穩(wěn)定。這就解釋了選擇合適ESR值的輸出電容可以產(chǎn)生零點來穩(wěn)定LDO系統(tǒng)。ESR和穩(wěn)定性通常所有的LDO都會要求其輸出電容的ESR值在某一特定范圍內(nèi)，以保證輸出的穩(wěn)定性。LDO制造商會提供一系列由輸出電容ESR和負載電流(LoadCurrent)組成的定義穩(wěn)定范圍的曲線(圖16：典型LDO的ESR穩(wěn)定范圍曲線)，作為選擇電容時的參考。要解釋為什么有這些范圍的存在，我們使用前面提到的例子來說明ESR的高低對相位裕度的影響。高ESR同樣使用上一節(jié)提到的例子，我們假設(shè)10uF輸出電容的ESR增加到200。這將使零點的頻率降低到800Hz（圖17：高ESR引起回路振蕩的波特圖）。降低零點的頻率會使回路的帶寬增加，它的單位增益（0Db）的交點頻率從100kHz提高到2MHz。帶寬的增加意味著極點Ppwr會出現(xiàn)在帶寬內(nèi)（對比圖15）。分析圖17波特圖中曲線的相位裕度，發(fā)現(xiàn)如果同時拿掉該零點和P1或PL中的一個極點，對曲線的形狀影響很小。也就是說該回路受到一90°相移的低頻極點和發(fā)生一76°相移的高頻極點Ppwr共同影響。盡管有14°的相位裕度，系統(tǒng)可能會穩(wěn)定。但很多經(jīng)驗測試數(shù)據(jù)顯示，當ESR>100時，由于其它的高頻極點的分布（在此簡單模型中未表示）很可能會引入不穩(wěn)定性。低ESR選擇具有很低的ESR的輸出電容，由于一些不同的原因也會產(chǎn)生振蕩。繼續(xù)沿用上一節(jié)的例子，假定10uF輸出電容的ESR只有5Om0，則零點的頻率會變到320kHz（圖18：低ESR引起回路振蕩的波特圖）。不用計算就知道系統(tǒng)是不穩(wěn)定的。兩個極點P1和PL在0dB處共產(chǎn)生了一180°的相移。如果要系統(tǒng)穩(wěn)定，則零點應該在0dB點之前補償正相移。然而，零點在320kHz處，已經(jīng)在系統(tǒng)帶寬之外了，所以無法起到補償作用。輸出電容的選擇綜上，輸出電容是用來補償LDO穩(wěn)壓器的，所以選擇時必須謹慎?；旧纤械腖DO應用中引起的振蕩都是由于輸出電容的ESR過高或過低。LDO的輸出電容，通常鉭電容是最好的選擇（除了一些專門設(shè)計使用陶瓷電容的LDO,例如：LP2985）。測試一個AVX的4.7uF鉭電容可知它在25°C時ESR為1.30，該值處在穩(wěn)定范圍的中心（圖16）。另一點非常重要，AVX電容的ESR在一40C到+125C溫度范圍內(nèi)的變化小于2:1。鋁電解電容在低溫時的ESR會變大很多，所以不適合作LDO的輸出電容。必須注意大的陶瓷電容（>1uF）通常會用很低的ESR（V2Om0）,這幾乎會使所有的LDO穩(wěn)壓器產(chǎn)生振蕩（除了LP2985）。如果使用陶瓷電容就要串聯(lián)電阻以增加ESR。大的陶瓷電容的溫度特性很差（通常是Z5U型），也就是說在工作范圍內(nèi)的溫度的上升和下降會使容值成倍的變化，所以不推薦使用。準LDO補償準LDO（圖3）的穩(wěn)定性和補償，應考慮它兼有LDO和NPN穩(wěn)壓器的特性。因為準LDO穩(wěn)壓器利用NPN導通管，它的共集電極組合也就使它的輸出極（射極）看上去有相對低的阻抗。然而，由于NPN的基極是由高阻抗PNP電流源驅(qū)動的，所以準LDO的輸出阻抗不會達到使用NPN達林頓管的NPN穩(wěn)壓器的輸出阻抗那樣低，當然它比真正的LDO的輸出阻抗要低。也就是說準LDO的功率極點的頻率比NPN穩(wěn)壓器的低，因此準LDO也需要一些補償以達到穩(wěn)定。當然了這個功率極點的頻率要比LDO的頻率高很多，因此準LDO只需要很小的電容，而且對ESR的要求也不很苛刻。例如，準LDOLM1085可以輸出高達3A的負載電流，卻只需10uF的輸出鉭電容來維持穩(wěn)定性。準LDO制造商未必提供ESR范圍的曲線圖，所以準LDO對電容的ESR要求很寬松。有的LDO允許低ESR國半(NS)的兩款LCO,LP2985和LP2989，要求輸出電容貼裝象陶瓷電容一樣超低ESR。這種電容的ESR可以低到5?10mQ。然而這樣小的ESR會使典型的LDO穩(wěn)壓器引起振蕩(圖18)。為什么LP2985在如此低ESR的電容下仍