D類功率放大器-詳細

./D類提高音頻放大器的效率作者：XX儀器公司MikeScoreD類采用脈寬調(diào)制<PWM>信號取代AB類放大器通常采用的線性信號。PWM信號包括音頻信號以及PWM開關頻率與諧波。D類音頻放大器比AB類放大器效率高得多,因為輸出MOSFET可從極高阻抗轉(zhuǎn)變?yōu)闃O低阻抗,從而在作用區(qū)操作只有幾納秒。利用上述技術,輸出級上損失的功率極低。此外,LC過濾器或揚聲器的感應元件在各周期還能存儲能量,并可確保切換功率不會在揚聲器中損失。引言盡管D類放大器推出已經(jīng)有一段時間了,但許多人仍不理解D類放大器工作的基本原理,也不明白其為什么會提供更高效率。本文將解釋脈寬調(diào)制<PWM>信號是如何創(chuàng)建的,以及說明您聽到的是音頻頻率而非PWM波形的開關頻率。本文將詳細說明輸出PWM波形為什么比輸出線性波形效率高很多,還將說明為什么某些D類放大器要求LC過濾器,而某些則不需要。B>D類輸出信號<PWM>如何包含音頻信號？TPA3001D1結(jié)構(gòu)圖〔見圖1有助于解釋PWM信號是如何形成的。首先,模擬輸入D類采用前置放大器獲得輸入音頻信號,并確保差動信號。隨后,積分器級<integratorstage>可低通過濾音頻信號以實現(xiàn)抗失真與穩(wěn)定性。音頻信號而后與三角波相比較,以創(chuàng)建脈寬調(diào)制<PWM>信號。門驅(qū)動電路系統(tǒng)采用PWM驅(qū)動輸出FET,其將在輸出端創(chuàng)建高電流PWM信號。圖1：TPA3001D1結(jié)構(gòu)圖。圖2顯示了典型的PWM信號是如何從圖1中的比較器功能塊形成的?？蓪⒁纛l輸入與250-kHz的三角波相比較。當音頻輸入電壓大于250-kHz三角波電壓時,非反相比較器輸出狀態(tài)為高,而當250-kHz三角波大于音頻信號時,非反相比較器輸出狀態(tài)為低。非反相比較器輸出為高時,反相比較器輸出為低；而當非反相比較器輸出為低時,反相比較器輸出為高。平均PWM非反相輸出電壓VOUT+<avg>為忙閑度乘以電源電壓,此外D表示忙閑度,或"開啟"時間t<on>除以總周期T。VOUT+<avg>=D*Vcc<1>D=t<on>/T<2>反相輸出的忙閑度VOUT-與VOUT+為1。如輸入只有一半,則VOUT-與VOUT+1的忙閑度為0.5。VOUT-<avg>=<1-D>*Vcc<3>圖2：比較器的輸入與典型D類放大器的PWM輸出TPA3001D1與TPA3002D2均采用TPA2005D1中無過濾器的調(diào)制方案。利用這種調(diào)制方案,正輸出VOUT+與典型D類PWM相同,但負輸出VOUT-并不完全與VOUT+相反。在這種情況下,就有兩個比較器,并且正積分器輸出與三角波相比較可創(chuàng)建VOUT+的PWM,而積分器的負輸出則與三角波相比較則可創(chuàng)建VOUT-的PWM。圖3顯示了用于無過濾器調(diào)制方案的比較器輸入與PWM輸出,這里我們假定音頻信號為dc電壓,因為音頻信號的頻率比250kHz的三角波低很多。圖3還顯示了差動輸出電壓。圖3：TPA3001D1與TPA3002D2輸入輸出與PWM。圖4顯示了帶有20kHz音頻輸入信號的TPA3001D1PWM輸出。請注意忙閑度是怎樣隨輸入電壓增加而增加的。圖4：顯示輸入信號、輸出前過濾器以及輸出后過濾器的〔正弦波與PWM作用域圖示PWM波形中的音頻信號在頻域中要容易發(fā)現(xiàn)得多。PWM信號由輸入頻率、開關頻率以及開關頻率加邊頻帶的諧波構(gòu)成。圖5顯示了振幅對輸入的頻率、PWM輸出以及經(jīng)過濾的輸出。圖5還顯示了音頻信號如何從PWM中通過低通過濾提取出來。已過濾的輸出具備1kHz正弦波頻率組件,任何作為失真出現(xiàn)于音頻帶中的1kHz諧波,以及任何從開關頻率中遺留的紋波電壓。揚聲器不能復制開關頻率及其諧波,即便揚聲器可以復制,耳朵也聽不到。如果將經(jīng)過濾與未過濾的PWM信號都直接發(fā)送給揚聲器的話,聽者不會發(fā)現(xiàn)圖5中二者間的差別。圖5：顯示輸入信號、輸出前過濾器以及輸出后過濾器的幅度與頻率相位D類放大器的效率如何？如何計算效率？線性放大器可為所需的輸出電壓提供定量的電流。在橋接式負載<BTL>AB類放大器中,電源電流與輸出電流相等。D類放大器是一套采樣系統(tǒng),可在給定周期向負載提供定量功率。D類放大器輸出脈寬調(diào)制<PWM>信號,并使用去藕電容器與輸出過濾電感器<filterinductor>或揚聲器電感〔對于無過濾器調(diào)制而言作為能量存儲元素,從而能從電源向負載提供定量的功率。PWM信號在電源軌之間進行輸出電壓切換,從而在輸出晶體管上實現(xiàn)極低的壓降。與此相對,AB類輸出FET將大多數(shù)時間花在電源軌的活動區(qū)域,從而導致大量的功耗并進而使效率低下。理想的D類放大器效率為100%,因為其目的是從電源向負載提供相同量的功率。D類放大器理想的MOSFET應為,在"開啟"rDS<on>狀態(tài)的漏極到源極電阻應為零,在"關閉"-rDS<off>狀態(tài)的漏極到源極電阻應為無限大。不幸的是,所有的MOSFET其rDS<on>狀態(tài)下都不為零,而rDS<off>狀態(tài)下電阻都是有限的。rDS<on>與rDS<off>產(chǎn)生的功率損耗稱作傳導損耗。由rDS<on>、rDS<off>與輸出負載或揚聲器RL形成分壓器。rDS<off>的值足夠大,因此在計算效率時可忽略。圖6顯示了采用rDS<on>與RL的分壓器。方程式5給出了計算效率的方程式,即輸出功率與供應功率之比。過濾電感器或揚聲器電感〔對于無過濾器調(diào)制而言能保持高頻率切換電流較低,這樣此處獲得的電流就是音頻帶中的電流。在下面部分討論靜電損耗時,我們將考慮到切換電流損耗。通過rDS<on>的電流等于通過負載的電流,這導致輸出功率與方程式5不相符,也就使傳導損耗影響的效率與輸出功率無關。方程式7顯示了傳導損耗影響的效率。Efficiency=POUT/PSUP<5>Efficiency<CONDUCTION>=iL^2*RL/iL^2*<2rDS<on>+RL><6>Efficiency<CONDUCTION>=RL/<2rDS<on>+RL><7>方程式7可用作計算rDS<on>對效率影響的第一位近似值。對rDS<on>為0.1ohm而負載電阻RL為4ohm而言,效率為95%。如果rDS<on>上升為0.3ohm,則效率降至87%。放大器的偏置電流、閘電荷<gatecharge>以及切換電流都會消耗功率。為了計算兩種或更多損耗影響下的效率,方程式5中的PSUP應就輸出功率與消耗功率進行分解。Efficiency=POUT/PSUP=POUT/<POUT+PD1+PD2+PD3...><9>放大器的偏流、閘電荷以及切換電流損耗可視作獨立于輸出功率,因為傳導損耗在輸出功率最大時占主導地位,可算入靜電損耗PQ。靜電損耗計算方法如下：器件工作狀態(tài)下無輸入信號時〔帶有生產(chǎn)中將使用的過濾器與負載的電源電流乘以電源電壓。PQ=IDD<q>*VCC<10>為了使用效率方程式<9>,傳導損耗中的功耗必須從方程式7中得出。解方程式7與9得出傳導損耗中消耗的功率PD<CONDUCTION>。方程式12顯示了結(jié)果。Efficiency<CONDUCTION>=RL/<2rDS<on>+RL>=POUT/<POUT+PD<CONDUCTION>><11>PD<CONDUCTION>=POUT*2rDS<on>/RL<12>將方程式10與12中的消耗損耗插入方程式9,計算D類效率如下：Efficiency=POUT/POUT+<POUT*2rDS<on>/RL>+PQ<13>靜電損耗在低輸出功率電平上占主導地位,而傳導損耗在高功率電平上占主導地位。D類放大器比AB類放大器的效率高得多。更高功率意味著消耗的功率更低,這使我們采用12V的D類放大器時不必使用散熱片,而與之相當?shù)腁B類放大器則離不開散熱片。圖7顯示了實測得出的立體聲D類放大器TPA3002D2消耗功率與理想的立體聲AB類放大器消耗功率之比。在輸出功率為10W的情況下,TPA3002D2為4ohm時消耗功率僅為3.7W,而與其相當?shù)腁B類放大器的功耗則高達14W！為什么某些D類放大器要求過濾器,而其它的則不然？無過濾器調(diào)制方案的開發(fā)大大減少乃至去除了輸出過濾器的需求。無過濾器調(diào)制方案可最小化開關電流,這使我們可采用損耗很大的電感器甚至揚聲器來代替LC過濾器作為存儲元素,并仍然可確保放大器的高效率。傳統(tǒng)的D類調(diào)制方案就其差動輸出而言,每個輸出都有180度的相位差,并從接地到電源電壓VCC發(fā)生改變。因此,差動預過濾<pre-filtered>輸出在正負VCC之間變化,而已過濾的50%忙閑度在負載中電壓為零。圖8給出了具備電壓與電流波形的典型D類調(diào)制方案。請注意,盡管整個負載平均電壓為零〔50%的忙閑度,輸出電流峰值仍很高,這會導致過濾器損耗,并增加了電源電流。傳統(tǒng)的調(diào)制方案需要LC過濾器,這樣較高的切換電流可在LC過濾器中再循環(huán),而不會被揚聲器消耗掉。在圖9顯示的無過濾器調(diào)制方案中,各輸出均從接地轉(zhuǎn)換至電源電壓。但是,VOUT+與VOUT-現(xiàn)在是彼此同相的,沒有輸入。正電壓情況下,VOUT+的忙閑度大于50%,而VOUT-的則小于50%。負電壓情況下,VOUT+的忙閑度小于50%,而VOUT-的大于50%。整個負載的電壓在大多數(shù)切換周期中為零,從而大大減小了過濾器和/或揚聲器中的I2R損耗。較低的切換損耗使揚聲器可作為存儲元件,同時仍能保證放大器的高效性。盡管開關頻率組件沒有過濾出,但揚聲器在開關頻率上具備高阻抗,因此揚聲器損耗的功率極小。揚聲器還不能復制開關頻率,即便揚聲器可以,人耳也聽不到高于約20kHz的頻率。如果從放大器到揚聲器的線跡較短,類似TPA2005D1的5V無過濾器D類音頻放大器在無輸出過濾器時也能使用。TPA2005D1在揚聲器線長為10厘米或更短無屏蔽時即通過了FCC與CE輻射測試。無線手持終端與PDA對于無過濾器的D類而言均是極好的應用。類似TPA3001D1和TPA3002D2的更高電壓無過濾器D類放大器要求在所有應用中均采用鐵氧體磁珠過濾器<ferritebeadfilter>。如果設計不采用LC過濾器應不能通過幅射標準且頻率敏感電路大于1MHz的話,那么常可采用鐵氧體磁珠過濾器。對必須通過FCC和CE標準的電路而言,這是一個很好的選擇,因為上述兩項標準僅測試大于30MHz的幅射,而鐵氧體磁珠過濾器在削弱大于30MHz的頻率方面比LC過濾器的表現(xiàn)要好。如果選擇鐵氧體磁珠過濾器,那么應選擇高頻率下阻抗高的、且低頻率下阻抗低的。如果存在低頻率<<1MHz>EMI敏感電路和/或從放大器至揚聲器的引線較長,則須采用LC輸出過濾器。圖10a與圖110b顯示了典型的鐵氧體磁珠與LC輸出過濾器。結(jié)論通過將輸入音頻波形與三角波相對比,D類音頻放大器創(chuàng)建了脈寬調(diào)制PWM信號。D類放大器通過感應元件輸出PWM,傳統(tǒng)D類采用過濾電感器,而無過濾器D類則采用揚聲器音圈。D類放大器比AB類放大器效率更高,因為D類放大器從電源獲得所要求的輸出功率,而非從電源獲得所要求的電流,也不會在輸出晶體管消耗剩余的功率。立體聲AB類放大器在從12V電源、4ohm負載輸出10W功率時消耗功率達14W,而TPA3002D2在相同條件下消耗功率僅為3.7W。TPA3001D1與TPA3002D2采用的調(diào)制方案使其可采用鐵氧體磁珠過濾器,而不必采用完全的LC過濾器。參考書目1、TP