CMOS射頻集成電路設(shè)計(jì)-CMOS射頻放大器

CMOS射頻放大器6.1概述6.2射頻放大器的穩(wěn)定性6.3CMOS射頻放大器設(shè)計(jì)6.4CMOS寬帶放大器設(shè)計(jì)6.5射頻放大器的非線性6.6

TH-UWB射頻接收機(jī)的主放大器設(shè)計(jì)實(shí)例6.7本章小結(jié)習(xí)題

6.1概述

CMOS射頻放大器是CMOS射頻集成電路的重要組成部分,它也是本書研究的重點(diǎn)之一。至于其他類型的射頻放大器,如GaAs金屬半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)管(MESFET)、異質(zhì)結(jié)雙極型晶體管(HBT)以及高電子遷移率晶體管(HEMT)等雙極型器件構(gòu)成的射頻或微波放大器,不再在本章介紹,讀者可以根據(jù)需要參考其他類型的著作。

在射頻放大器的性能指標(biāo)方面,下列是關(guān)鍵參數(shù):

(1)增益以及增益平坦度;

(2)工作頻率及帶寬;

(3)輸出功率;

(4)直流輸入功率;

(5)輸入輸出反射系數(shù)(駐波比);

(6)噪聲系數(shù);

(7)其他非線性指標(biāo),如交調(diào)失真、1dB壓縮點(diǎn)等。

6.2射頻放大器的穩(wěn)定性

6.2.1絕對(duì)穩(wěn)定設(shè)一個(gè)射頻放大器的模型如圖6-1所示。圖中,Zin表示輸入阻抗;Γin表示輸入端反射系數(shù);Zout表示輸出阻抗;Γout表示輸出端反射系數(shù);Zs表示信號(hào)源阻抗;ZL表示負(fù)載阻抗。

根據(jù)信號(hào)流圖和Mason法則,可以得到關(guān)于Γin和Γout的S參數(shù):圖6-1放大器網(wǎng)絡(luò)模型

絕對(duì)穩(wěn)定的定義如下:對(duì)于任何信號(hào)源和負(fù)載的某個(gè)頻率信號(hào),如果該放大器網(wǎng)絡(luò)滿足以下四個(gè)條件,則稱該放大器絕對(duì)穩(wěn)定:Γ

式(6.2.3)~式(6.2.6)的絕對(duì)穩(wěn)定規(guī)則,還可以用另一種數(shù)學(xué)模型表示:

式中,

6.2.2穩(wěn)定性判定的依據(jù)和方法

1.臨界穩(wěn)定圓

考察Γin和Γout,并令它們都等于1,由輸入反射系數(shù)的表示式(6.2.1)可得

或

式(6.2.14)變?yōu)?/p>

式(6.2.15)變?yōu)?/p>

圖6-2ΓL平面上的輸出臨界穩(wěn)定圓

圖6-3Γs平面上的輸入臨界穩(wěn)定圓

2.穩(wěn)定性判定

輸入/輸出臨界穩(wěn)定圓是一個(gè)邊界,其內(nèi)外兩側(cè)中只可能有一側(cè)區(qū)域的阻抗或者放射系數(shù)會(huì)導(dǎo)致放大器不穩(wěn)定,而另一側(cè)區(qū)域的阻抗或反射系數(shù)則可以使得輸入或輸出阻抗中不出現(xiàn)負(fù)實(shí)部(即負(fù)阻),因而放大器穩(wěn)定。根據(jù)前面的知識(shí)有:

考慮到ΓL=0在Smith圓圖上對(duì)應(yīng)于ΓL平面的原點(diǎn)(中心點(diǎn)),因此很容易做出如下判別:

圖6-4S11<1,ΓL平面的穩(wěn)定區(qū)

圖6-5S11>1,ΓL平面的穩(wěn)定區(qū)

圖6-6-S22<1,Γs平面的穩(wěn)定區(qū)圖6-7S22>1,Γs平面的穩(wěn)定區(qū)

如果下列關(guān)系式成立,則輸入/輸出臨界穩(wěn)定圓就完全處于Smith圓圖以外,放大器絕對(duì)穩(wěn)定。

6.2.3條件穩(wěn)定

1.條件穩(wěn)定的原則

通過前面的分析可知,為了使得一個(gè)放大器處于穩(wěn)定工作狀態(tài),就要通過輸入/輸出匹配網(wǎng)絡(luò)使得Γs和ΓL都處于穩(wěn)定區(qū)域內(nèi)。

當(dāng)Γs和ΓL

都不在穩(wěn)定區(qū)域內(nèi),即Γin>1和Γout>1時(shí),放大器還是有可能實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的,稱之為條件穩(wěn)定。

條件穩(wěn)定的原則是:保證輸入和輸出端回路的總電阻為非負(fù),即

2.實(shí)現(xiàn)條件穩(wěn)定的方法

實(shí)現(xiàn)條件穩(wěn)定的方法有兩個(gè):

(1)對(duì)于寬帶放大器來說,可以通過在輸入和輸出端串并聯(lián)電阻來滿足式(6.2.28)和式(6.2.29)的穩(wěn)定條件。圖6-8給出了輸入端口的穩(wěn)定電路,這個(gè)電阻必須與Re(Zs)一起抵消掉Re(Zin)的負(fù)阻成分,因此要求:

同理,圖6-9給出了輸出端口的穩(wěn)定電路,其必須滿足如下條件:圖6-8串聯(lián)或并聯(lián)電阻來穩(wěn)定放大器的輸入端口圖6-9串聯(lián)或并聯(lián)電阻來穩(wěn)定放大器的輸出端口

(2)對(duì)于窄帶放大器來說,上述方法會(huì)導(dǎo)致功率增益、噪聲系數(shù)等指標(biāo)退化,因此仍然采用輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的方法使得放大器實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定工作。

6.3CMOS射頻放大器設(shè)計(jì)

6.3.1基于最大增益的CMOS放大器設(shè)計(jì)如果晶體管的S12非常小,則可以近似為S12=0,輸出端的信號(hào)和輸入端可以做到很好的隔離。采用這種晶體管構(gòu)建的放大器就稱為單向放大器。反之,不滿足單向條件的放大器稱為雙向放大器。下面將分別進(jìn)行詳細(xì)分析與設(shè)計(jì)。

1.單向放大器設(shè)計(jì)

為了方便研究,重寫Γin和Γout的S參數(shù)表示式如下:

例6.1設(shè)一個(gè)具有適當(dāng)偏置的BJT,在800MHz處,S參數(shù)為:S11=0.5∠-160°,S22=0.50∠-30°,S12=0,S21=7∠-180°。確定采用該晶體管的最大可能增益,并設(shè)計(jì)一個(gè)能提供該增益的射頻放大器。圖6-11例6.1的RF電路

2.雙向放大器設(shè)計(jì)(同時(shí)達(dá)到共軛匹配)

對(duì)于雙向放大器來說,為了獲得最大的增益,必須同時(shí)在其兩個(gè)端口進(jìn)行阻抗匹配,如圖6-12所示。圖6-12具有輸入/輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的雙向晶體管

6.3.2固定增益條件下的CMOS射頻放大器設(shè)計(jì)

1.單向放大器設(shè)計(jì)

首先考慮絕對(duì)穩(wěn)定的單向放大器的設(shè)計(jì),在此約束下,有S11<1,S22<1。另一種情況是這兩個(gè)S參數(shù)中有一個(gè)或兩個(gè)可能大于1,從而使得Δ>1。為了方便公式推導(dǎo),重寫式(4.4.10)到式(4.4.12)如下:

1)晶體管絕對(duì)穩(wěn)定狀態(tài)的設(shè)計(jì)

下面給出在Smith圓圖上畫出等工作增益圓GP的步驟:

(1)對(duì)于一個(gè)給定的GP,其等工作功率增益圓的圓心CP和半徑rP由式(6.3.26)和式(6.3.27)決定。

其中,

(2)選擇需要的ΓL。

(3)對(duì)于給定的ΓL,在輸入端共軛匹配,即Γs=Γ*in時(shí),輸出功率達(dá)到最大。由該Γs值得到的轉(zhuǎn)化功率增益GT滿足關(guān)系式GT=GP。

(1)對(duì)于一個(gè)給定的GP,其等工作功率增益圓的圓心CP和半徑rP由式(6.3.26)和式(6.3.27)給出,這些圓的圓心位于ΓL平面的Smith圓上穿過1/Sii的徑向線上。同時(shí)畫出輸出臨界穩(wěn)定圓。在遠(yuǎn)離不穩(wěn)定區(qū)域的GP圓上選擇一個(gè)合適的ΓL。為了避免振蕩,必須將ΓL選在環(huán)路電阻的正值處。

(2)計(jì)算Γin的值,同時(shí)在Gs平面上畫出輸入臨界穩(wěn)定圓,并確定Γs=Γ*in的點(diǎn)是否在穩(wěn)定區(qū)域內(nèi)。若在穩(wěn)定區(qū)域內(nèi),則輸入端可以設(shè)計(jì)成共軛匹配。

(3)如果Γs=Γ*in不在穩(wěn)定區(qū)域內(nèi),或者雖然處在穩(wěn)定區(qū)域,但非常靠近輸入臨界穩(wěn)定圓,這時(shí)需要重新選擇ΓL,并得到另一個(gè)Γs,然后重復(fù)上述過程直至滿足要求。Γs雖然不會(huì)改變GP,但是它將改變?chǔ)ut,從而影響輸出匹配和負(fù)載所獲得的功率。

2.雙向放大器設(shè)計(jì)

如果不能假定射頻晶體管是單向的,那么對(duì)于小于最大轉(zhuǎn)換功率增益的情況,其設(shè)計(jì)過程就變得比較復(fù)雜。這時(shí),采用功率增益或者用功率增益近似方式去進(jìn)行設(shè)計(jì)相對(duì)比較簡(jiǎn)單。

1)絕對(duì)穩(wěn)定情況

為了方便起見,我們重寫工作功率增益公式如下:

2)條件穩(wěn)定情況

對(duì)于條件穩(wěn)定情況下晶體管的工作功率增益圓,也可以通過式(6.3.25)和式(6.3.26)求得。值得注意的是,負(fù)載阻抗點(diǎn)要選擇在穩(wěn)定區(qū)域,同時(shí)它的輸入反射系數(shù)的共軛點(diǎn)也應(yīng)該是穩(wěn)定的,因?yàn)樗碓捶瓷湎禂?shù)。源阻抗點(diǎn)的選擇既要滿足在穩(wěn)定區(qū)域內(nèi)又要能提供固定的增益,同時(shí)對(duì)應(yīng)的輸出反射系數(shù)的共軛點(diǎn)也必須位于穩(wěn)定區(qū)域內(nèi),因?yàn)樗碡?fù)載反射系數(shù)。

將本例題的S參數(shù)代入上述公式得到對(duì)應(yīng)的工作增益圓的圓心和半徑參數(shù)。

因?yàn)檫@個(gè)放大器對(duì)某些負(fù)載和輸入阻抗是潛在不穩(wěn)定的,所以必須避開這些區(qū)域。總之,選擇合適的ΓL是非常重要的。

6.4CMOS寬帶放大器設(shè)計(jì)6.4.1寬帶放大器的帶寬約束寬帶放大器一般指相對(duì)頻帶寬度大于20%~30%的放大器。寬帶放大器的帶寬受限的原因可以歸為以下幾個(gè)方面:(1)射頻放大器帶寬主要受有源器件的增益帶寬積的限制。(2)任何有源器件的增益在高頻端都具有逐漸下降的特性。(3)當(dāng)工作頻率達(dá)到晶體管的截止頻率fT后,晶體管失去了放大功能,反而成為衰減器。

6.4.2寬帶放大器設(shè)計(jì)

1.電阻匹配

電阻匹配網(wǎng)絡(luò)與頻率無關(guān),因此可以用來設(shè)計(jì)寬帶放大器。頻率的上限取決于寄生參數(shù)。電阻匹配的最大缺陷是其有不可接受的噪聲系數(shù)。

2.網(wǎng)絡(luò)補(bǔ)償

晶體管的S參數(shù)都是隨頻率變化的,為了獲得較寬的頻率響應(yīng),在匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)時(shí)可以有意地造成一定的失配,從而產(chǎn)生低頻增益的損耗和高頻增益的補(bǔ)償。下面通過一個(gè)實(shí)例來說明網(wǎng)絡(luò)補(bǔ)償?shù)姆椒ê筒襟E。

例6.3所采用的晶體管在400MHz、600MHz和800MHz的S參數(shù)如表6.1所示,試設(shè)計(jì)一個(gè)在400~800MHz上轉(zhuǎn)化功率增益GT為10dB的放大器。

解因?yàn)镾12=0,所以晶體管為單向的。由轉(zhuǎn)化功率增益計(jì)算公式可得

表6.2給出了3個(gè)頻率點(diǎn)下的補(bǔ)償值。

按照計(jì)算公式:

計(jì)算輸入/輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的最大增益Gsmax和GLmax,并列入表6.3中。

輸出匹配網(wǎng)絡(luò)應(yīng)將50Ω負(fù)載在400MHz、600MHz和800MHz三個(gè)頻率上分別變換到-3dB、0dB和4dB的等增益圓上,如圖6-13所示。

使用L形匹配網(wǎng)絡(luò)來實(shí)現(xiàn)上述阻抗的變換,它由并聯(lián)電感和串聯(lián)電感組成,如圖6-14所示。圖6-14例6.3輸出匹配網(wǎng)絡(luò)

3.負(fù)反饋擴(kuò)展帶寬

負(fù)反饋系統(tǒng)的原理框圖如圖6-15所示,其傳遞函數(shù)為

若a為單極點(diǎn)放大器,則有圖6-15負(fù)反饋放大器原理框圖

從式(6.4.4)可知,負(fù)反饋使放大器的直流增益和帶寬分別縮小和放大到1+A0F倍,它是通過降低增益來擴(kuò)展帶寬的,其增益帶寬積等于放大器的增益帶寬積。負(fù)反饋放大器的增益帶寬積變?yōu)?/p>

一般為常數(shù)。

4.平衡放大電路

改進(jìn)較寬的帶寬匹配的另一種方法如圖6-16所示。它采用了連著兩個(gè)90°混合結(jié)的放大器。一個(gè)理想的90°混合結(jié)對(duì)其輸入功率沿前進(jìn)方向進(jìn)行均分,而沒有功率耦合到它的端口4,而且支路的輸出信號(hào)滯后直通通路90°。因此,第一個(gè)混合結(jié)端口3的輸入功率出現(xiàn)在端口1和端口2,卻不會(huì)出現(xiàn)在端口4。同理,進(jìn)入端口1的信號(hào)平均分配到端口3(∠0°)和端口4(∠-90°)。圖6-16-平衡放大器的框圖

6.4.3放大器帶寬擴(kuò)展技術(shù)

1.帶寬估算

考慮具有如下傳遞函數(shù)的系統(tǒng)(τ1…τn為時(shí)間函數(shù)):

一般情況下,τi?1,所以有b1?bi,i=2,…,n。因此在-3dB頻率附近,傳輸函數(shù)可以近似表示為

系統(tǒng)的-3dB帶寬約為

2.密勒效應(yīng)分析

設(shè)輸入/輸出端并接電容C的反相放大器增益為-a,如圖6-17(a)所示。流經(jīng)電容C的電流iC為

將輸入端和地之間等效為一個(gè)電容(1+a)C,將輸出端和地之間等效為一個(gè)電容(1+1/a)C,等效電路如圖6-17(b)所示。如果a很大,那么輸入端所看到的是被放大了a倍的電容,這對(duì)前一級(jí)電路來說可能是最大的負(fù)載電容,因此密勒效應(yīng)限制了系統(tǒng)的帶寬。圖6-17密勒效應(yīng)等效電路

3.零點(diǎn)帶寬擴(kuò)展

經(jīng)過前面的分析可知,因?yàn)闃O點(diǎn)導(dǎo)致系統(tǒng)的帶寬受到限制。如果設(shè)置一個(gè)零點(diǎn)來抵消某個(gè)頻率點(diǎn)的極點(diǎn),那么就可以擴(kuò)展系統(tǒng)帶寬了。

并聯(lián)補(bǔ)償放大器是一種典型的零點(diǎn)帶寬擴(kuò)展技術(shù)。在共源放大器的漏極連接電阻和電感串聯(lián)電路即成為并聯(lián)峰化(shuntpeaking)共源放大器,如圖6-18所示。圖6-18并聯(lián)補(bǔ)償放大器

假設(shè)晶體管是理想的,那么控制帶寬的唯一元件就是R、L和C?？梢钥闯?電容C為輸出節(jié)點(diǎn)上的等效負(fù)載電容;R代表該節(jié)點(diǎn)上的等效負(fù)載電阻;L的作用就是擴(kuò)展帶寬。具體分析如下。

首先將圖6-18所示的放大器建模成圖6-19所示的信號(hào)模型。圖6-19并聯(lián)補(bǔ)償放大器的小信號(hào)模型

RLC網(wǎng)絡(luò)的阻抗表示式為

除了一個(gè)零點(diǎn)外,式(6.4.10)中有兩個(gè)極點(diǎn),用頻率函數(shù)表示為

6.5射頻放大器的非線性

6.5.1非線性數(shù)學(xué)模型射頻放大器的非線性數(shù)學(xué)模型可以表示為如果輸入信號(hào)幅度很小,那么上式中二次及以上的項(xiàng)就可以忽略而成為小信號(hào)的情況。在許多情況下我們可以忽略三次以上的項(xiàng)。

6.5.2非線性參量

1.諧波失真

當(dāng)輸入信號(hào)為x(t)=Kcos(ωt)時(shí),輸出信號(hào)為

2.AM-PM失真

相位失真(AM-PMconversion)表現(xiàn)為調(diào)幅信號(hào)的幅度變化引起相位變化或相位調(diào)制,或者解釋為非線性放大器(主要指射頻功率放大器)的輸入信號(hào)幅度上的變化,導(dǎo)致輸出與輸入信號(hào)之間的相位差發(fā)生變化。這在非恒包絡(luò)調(diào)制信號(hào)的功率放大器設(shè)計(jì)中需要特別加以考慮。

3.增益壓縮

當(dāng)輸入為一個(gè)單頻信號(hào)時(shí),輸出的基波分量幅度為

如果α1和α3的符號(hào)相反,則信號(hào)增益將隨幅度K的增大而減小。如果用對(duì)數(shù)(功率)來表示放大器的輸入和輸出信號(hào)幅度,可以觀察到輸出功率Pout隨輸入功率Pin增大而偏離線性關(guān)系的情況。當(dāng)輸出功率與理想的線性情況偏離達(dá)到1dB時(shí),放大器的增益同樣下降1dB,此時(shí)的輸入信號(hào)功率(或幅度)值稱為輸入1dB增益壓縮點(diǎn)(Input1dB

Gain

Compression

Point,IP1dB),對(duì)應(yīng)的輸出功率表示為OP1dB,如圖6-20所示。圖6-201dB壓縮點(diǎn)

4.大信號(hào)阻塞(blocking)

假設(shè)接收機(jī)同時(shí)接收到一個(gè)有用信號(hào)K1cos(ω1t)和一個(gè)干擾信號(hào)K2cos(ω2t),即

系統(tǒng)的輸出信號(hào)中有用信號(hào)的基波幅度為

5.交調(diào)(crossmodulation)失真

在大信號(hào)阻塞分析中,當(dāng)干擾信號(hào)含有調(diào)幅成分時(shí),輸入信號(hào)變?yōu)?/p>

接收機(jī)系統(tǒng)輸出信號(hào)為

6.互調(diào)(intermodulation)失真

假設(shè)接收機(jī)系統(tǒng)的輸入信號(hào)為兩個(gè)幅度相等、頻率間隔很小的余弦波,即圖6-21三次互調(diào)分量

7.三階截點(diǎn)(IP3,3rdorderinterceptpoint)

輸出信號(hào)中包含的頻率分量如表6.5所示。

比較基波分量中的α1K和三次互調(diào)量3α3K3/4可知,隨著信號(hào)幅度K的增大,輸出信號(hào)中的基波分量α1K與三次互調(diào)量3α3K3/4會(huì)在某一點(diǎn)達(dá)到相同的幅度,這一點(diǎn)稱為三階截點(diǎn)IP3,對(duì)應(yīng)的輸入信號(hào)幅度或功率值稱為輸入三階截點(diǎn)IIP3,對(duì)應(yīng)的輸出信號(hào)幅度或功率值稱為輸出三階截點(diǎn)OIP3,如圖6-22所示。圖6-22三階截點(diǎn)

IIP3的測(cè)量方法如下:在系統(tǒng)輸入端加兩個(gè)幅度相等、頻率間隔很小的正弦波(雙音信號(hào)),輸入功率為Pin。然后測(cè)量系統(tǒng)輸出端的基波分量與三次互調(diào)分量的功率之差,記為δP,如圖6-23所示。IIP3可以近似表示為

測(cè)量時(shí),為了IIP3的準(zhǔn)確測(cè)量,輸入的雙音信號(hào)幅度要盡可能小,目的是避免產(chǎn)生增益壓縮。圖6-23三階截點(diǎn)的測(cè)量

8.無雜散動(dòng)態(tài)范圍(spuriousfreedynamicrange,SFDR)

由于互調(diào)等非線性因素,信號(hào)不斷增大將導(dǎo)致誤碼率上升,也就是說,噪聲和非線性決定了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍。動(dòng)態(tài)范圍有多種定義,如可以用-1dB壓縮點(diǎn)作為信號(hào)上限。SFDR常見的定義為IM3與輸出噪聲相等時(shí)的輸入信號(hào)與等效輸入噪聲之比。圖6-24給出無雜散動(dòng)態(tài)范圍的示意圖。圖6-24

6.6

TH-UWB射頻接收機(jī)的主放大器設(shè)計(jì)實(shí)例

6.6.1設(shè)計(jì)概述根據(jù)IEEE802.15.3a標(biāo)準(zhǔn),基于UWB應(yīng)用的頻率范圍是3.1~10.6GHz,其低頻段和高頻段分別是3~5GHz和6~10.6-GHz[810],發(fā)射天線的輻射功率被限定在-41.3dBm/MHz以內(nèi)。

對(duì)應(yīng)于發(fā)射天線的輻射信號(hào),UWB接收天線下來的信號(hào)的功率電平在幾十微伏到幾個(gè)毫伏之間,但一般來說,低噪聲放大器的功率增益低于25dB。這個(gè)增益對(duì)于如此弱小的信號(hào)的放大仍然無法滿足后續(xù)電路的處理要求,因此還需一個(gè)具有高增益的超寬帶放大器來對(duì)來自LNA輸出的信號(hào)做進(jìn)一步放大。本書把完成這種放大功能的放大器稱為主放大器。

6.6.2指標(biāo)要求

超寬帶主放大器的指標(biāo)主要包括帶寬、增益等。

1.帶寬要求

此處所設(shè)計(jì)的TH-UWB射頻接收機(jī)的信號(hào)頻率范圍處于FCC標(biāo)準(zhǔn)的低頻段,即3.1~5GHz的頻率范圍。作為射頻接收機(jī)重要組成部分的主放大器理所當(dāng)然要滿足這一頻帶要求,因此本設(shè)計(jì)的主放大器的帶寬是:3.1~5GHz

2.增益要求

本書第5章所設(shè)計(jì)的UWB低噪聲放大器的平均增益為12dB,為了能對(duì)所接收的最弱信號(hào)進(jìn)行有效的包絡(luò)檢波,主放大器輸出的最小信號(hào)不應(yīng)低于幾個(gè)毫伏,而對(duì)于UWB室內(nèi)短距離通信,從接收天線下來的最小信號(hào)一般為幾十微伏,這樣,LNA和主放大器的電壓增益就要求達(dá)到40dB。按照負(fù)載阻抗為50Ω考慮,將電壓增益換算成功率增益為38.3dB?？紤]到LNA的平均功率增益為12dB左右,因此主放大器的功率增益約為27dB。

3.具有AGC功能

主放大器要適應(yīng)來自接收天線的信號(hào)幅度變化范圍,因此必須具有自動(dòng)增益控制(AGC)功能?？紤]到基底噪聲對(duì)包絡(luò)檢波器的影響程度,將AGC的電壓電平控制范圍設(shè)定為5~7dB。

4.其他要求

(1)電源電壓。本設(shè)計(jì)采用1.8V單電源供電,以實(shí)現(xiàn)低功耗設(shè)計(jì)。

(2)工藝選擇。采用SMIC0.18μmRFCMOS工藝進(jìn)行設(shè)計(jì)、仿真和流片。該工藝技術(shù)具有1層多晶硅和6層金屬,特征頻率達(dá)到49GHz,完全可以滿足本設(shè)計(jì)的工藝要求。

(3)單片集成。主放大器與其他功能模塊構(gòu)成的TH-UWB射頻接收機(jī),是一個(gè)全集成的集成電路芯片。在滿足性能指標(biāo)條件下,應(yīng)盡可能縮小芯片面積,以降低成本。

6.6.3主放大器集成電路設(shè)計(jì)

1.主放大器的組成

此處給出的主放大器是TH-UWB射頻接收機(jī)的一個(gè)重要組成部分。主放大器的設(shè)計(jì)以MOSCherry-Hooper跨導(dǎo)跨阻放大器為基礎(chǔ),采用三級(jí)跨導(dǎo)跨阻放大器,即Amplifier_1(AM1)、Amplifier_2(AM2)和Amplifier_3(AM3),第二級(jí)采用AGC放大。TH-UWB主放大器的整體組成框圖如圖6-25所示。圖6-25TH-UWB主放大器的整體組成框圖

2.電路結(jié)構(gòu)

按照?qǐng)D6-25所示的框圖,構(gòu)建TH-UWB主放大器的電路結(jié)構(gòu)。下面分別就TH-UWB射頻接收機(jī)的主放大器的三個(gè)基本放大器進(jìn)行介紹。

1)AM1電路

AM1電路是主放大器的第一級(jí)放大器(Amplifier_1),其電路結(jié)構(gòu)如圖6-26所示。圖中,“input1”和“input2”表示連接低噪聲放大器(LNA)的差分輸出的兩個(gè)輸入端口;“output1”和“output2”表示本級(jí)放大器的兩個(gè)差分輸出端口;“g”表示恒流源的基準(zhǔn)電壓輸入端口,可以為下一級(jí)放大器提供靜態(tài)直流電壓;R1和R2構(gòu)成一個(gè)分壓電路,R3和R4起隔離作用,并分別給V4和V5提供柵極直流工作電壓;V1和V2構(gòu)成一個(gè)MOS管等效分壓器,是恒流源的基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生電路;該分壓器與V3及V6-配合形成兩個(gè)電流源,以便為跨導(dǎo)放大器和跨阻放大器提供穩(wěn)定的電流;V3~V5、R5和R6-構(gòu)成一個(gè)跨導(dǎo)放大器;而V6~V8、R7~R10構(gòu)成一個(gè)跨阻放大器,這兩個(gè)放大器連接起來構(gòu)成一個(gè)Cherry-Hooper放大器。圖6-26-AM1電路

2)AM2電路

AM2電路是主放大器的第二級(jí)放大器(Amplifier_2),其電路結(jié)構(gòu)如圖6-27所示。圖中,“input1”和“input2”表示連接主放大器的第一級(jí)放大器(AM1)的差分輸出的兩個(gè)輸入端口;“output1”和“output2”表示本級(jí)放大器的兩個(gè)差分輸出端口;“G”表示恒流源的基準(zhǔn)電壓輸入端;V11~V13、R11和R12構(gòu)成一個(gè)跨導(dǎo)放大器,而V14~V18、R13~R16構(gòu)成一個(gè)跨阻放大器,這兩個(gè)放大器連接起來也構(gòu)成一個(gè)Cherry-Hooper放大器。但與AM1不同的是,該放大器的跨阻放大級(jí)中增加了兩個(gè)MOS管V17和V18,它們分別與R13和R14并聯(lián),起到AGC作用。V17和V18的等效電阻與跨阻并聯(lián)改變了跨阻大小,即改變了并聯(lián)負(fù)反饋的大小。圖6-27AM2電路

3)AM3電路

AM3電路是主放大器的第三級(jí)放大器(Amplifier_3),其電路結(jié)構(gòu)如圖6-28所示。圖中,“input1”和“input2”表示連接主放大器的第二級(jí)放大器(AM2)的差分輸出的兩個(gè)輸入端口;“output1”和“output2”表示本級(jí)放大器的兩個(gè)差分輸出端口;“G”表示恒流源的基準(zhǔn)電壓的輸入端口,可以為本級(jí)放大器提供靜態(tài)直流電壓;V19~V21、R17和R18構(gòu)成一個(gè)跨導(dǎo)放大器,而V22~V24、R19~R22構(gòu)成一個(gè)跨阻放大器,這兩個(gè)放大器連接起來構(gòu)成一個(gè)Cherry-Hooper放大器。V25~V27、R23和R24構(gòu)成一個(gè)輸出放大級(jí),其輸出信號(hào)送入TH-UWB射頻解調(diào)器。

6.6.4參數(shù)選取與設(shè)計(jì)優(yōu)化

1.靜態(tài)工作點(diǎn)的選取

從圖6-26~圖6-28可以看出,放大器的電路采用三層電路結(jié)構(gòu)。由于本設(shè)計(jì)采用1.8V的直流電源供電,為了確保放大管工作在飽和區(qū),又要為橫流管提供一定的電流,因此在電路初步參數(shù)設(shè)定時(shí),為放大管、橫流管和負(fù)載平均分配1.8V直流電壓?；谏鲜隹紤],G端口的電位一般設(shè)定為0.6~0.7V之間,input1和input2端口的電位設(shè)定為1.2V左右,每級(jí)的電阻負(fù)載兩端的電壓設(shè)定為0.6V左右。圖6-27AM2電路圖6-28AM3電路

2.靜態(tài)功耗的限定

由于電源電壓是固定的,即1.8V,因此整個(gè)電路的總靜態(tài)功耗由總的靜態(tài)電流來決定。在保證電路其他指標(biāo)的前提下,理想的設(shè)計(jì)是盡可能降低電路的功耗。由于本電路采用鏡像恒流源供電,因此每一級(jí)電路的靜態(tài)電路都由每一級(jí)的橫流管上的電流決定,降低恒流源的電流事實(shí)上就相應(yīng)地降低了電路的靜態(tài)功耗。靜態(tài)功耗的限定與放大器的增益直接相關(guān),只有在保證一定的增益的條件下才能降低恒流源的電流。

3.帶寬、平坦度及增益調(diào)整

從6.6.3節(jié)的研究與分析可知,采用Cherry-Hooper放大器可以提高帶寬增益積,但是在實(shí)際設(shè)計(jì)中,放大管的分布電容和負(fù)載對(duì)帶寬增益積有非常大的影響。放大管的寬長(zhǎng)比和負(fù)載電阻大小以及下一級(jí)放大管的輸入端分布電容是決定放大器的設(shè)計(jì)是否成功的關(guān)鍵因素,因此在保證一定的靜態(tài)工作點(diǎn)和一定的恒流源電流條件下,必須根據(jù)交流仿真來仔細(xì)調(diào)整上述參數(shù),以使放大器的帶寬及其增益曲線平坦度、電壓增益滿足設(shè)計(jì)要求。

4.AGC參數(shù)調(diào)整

6.6.2節(jié)介紹了有關(guān)TH-UWB主放大器的AGC功能要求,考慮到信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍,主放大器在接收大信號(hào)時(shí),要自動(dòng)降低主放大器的增益,防止放大器輸出信號(hào)的限幅失真。

6.6.5芯片照片

TH-UWB射頻接收機(jī)中的主放大器與接收機(jī)的其他功能模塊集成在一起,圖6-29所示為整個(gè)接收機(jī)的芯片照片。圖6-29TH-UWB射頻接收機(jī)芯片照片

6.