單相三電平整流器控制策略分析

單相三電平整流器控制策略分析

0“和諧號”交流動車組整流器結構電力式pm整流器一直是交流傳動控制系統(tǒng)不可或缺的環(huán)節(jié)。目前，我國的交流傳輸電氣機車普遍采用兩種平方速度結構的vm整流器。自2007年4月18日鐵路第六次提速以來,采用三電平拓撲結構的“和諧號”交流傳動高速動車組已在我國鐵路旅客運輸中發(fā)揮重要作用?！昂椭C號”動車組的整流器為三電平NPC結構,與傳統(tǒng)的兩電平PWM整流器相比,它有眾多優(yōu)點:主管耐壓降低一半;在相同開關頻率及控制方式下,其輸出電壓和電流中的諧波含量遠小于兩電平變流器;輸入側電流波形即使在開關頻率較低時也能保持一定的正弦度等等。本文主要以單相三電平NPC型PWM整流器為研究對象,從分析其主電路拓撲結構出發(fā),介紹單相三電平整流器的幾種常用控制策略。解決三電平NPC型整流器中點平衡問題時,在分析中點電位滯環(huán)控制法原理之后,引入一種電壓前饋的直流側電容電壓平衡方法。1次側回路的等效IGBT器件構成的單相三電平PWM整流器拓撲結構如圖1(a)所示。8個IGBT器件構成兩組對稱的橋臂。C1和C2為直流側支撐電容。兩組橋臂各帶2個鉗位二極管,通過控制IGBT的通斷,主電路可等效為圖1(b)所示電路,其中橋臂A、B等效為開關SA、SB。SA和SB都具有1、0、-1三種狀態(tài),分別對應。因為A、B兩組橋臂有32=9種開關組合,所以整流器的主電路相應有9種工作模式。無論是單相三電平還是單相兩電平PWM整流器,它們的二次側回路都等效為圖2所示。其中L和R分別對應二次側電感和電阻,UN為變壓器二次側電壓矢量,IN為變壓器二次側電流的基波矢量,Uab為調制電壓的基波矢量。二次側交流電路的矢量電壓方程式為:UN和L為已知量,控制IN的幅值和相位,使之與輸入電壓UN同相(或反相),即功率因數為±1,也就控制了Uab的幅值和相位。因此方程(1)是高功率因數整流器實現的基本公式。牽引工況下,PWM整流器不管采用什么樣的控制策略,穩(wěn)態(tài)時方程(1)中的矢量要滿足圖3所示的矢量圖(忽略網側漏電阻)。2單-三媒流處理器的控制策略2.1控制器的設計雙閉環(huán)控制的原理是基于控制過程中保持矢量UL與UN的正交,就可保證電網的基波功率因數等于1。以Ud給定值與反饋值之差作為電壓調節(jié)器的輸入,以UN與IN的相位差角φ的給定值與反饋值之差作為相位調節(jié)器的輸入,2個調節(jié)器的輸出經PWM調制對矢量Uab進行控制,達到穩(wěn)定Ud和保證φ=0的目的,從而實現電壓、相位雙閉環(huán)控制。矢量Uab的計算值,圖4為雙閉環(huán)控制原理框圖。雙閉環(huán)控制策略穩(wěn)定性高,容易控制電流的上下限,實現保護比較容易,但它的缺點也非常明顯。由控制矢量圖(圖3)可知,UN與IN同相是建立在準確定位的基礎上的,其中s*是Ud環(huán)PI調節(jié)器的輸出(由圖4可知)。通常,Ud環(huán)PI調節(jié)器的輸出是作為網側電流iN*(t)的幅值,根據功率平衡原理,Ud與iN*(t)間存在線性關系,此時調節(jié)器的PI參數容易整定;而Ud和s*并不存在線性關系,這就導致Ud環(huán)的PI調節(jié)器很難準確定位s*的大小。因此雙閉環(huán)控制最大的缺點在于UN與IN同相困難。2.2功率場時在功率固定開關頻率的電流控制是對滯環(huán)電流(HCC)控制的改進,其控制原理圖如圖5所示。HCC的控制原理非常簡單,在小功率整流器的使用中非常普遍,但它對器件的開關頻率要求非常高,在大功率場合顯然不適宜。固定開關頻率的電流控制原理同樣簡單,它是基于電流瞬時值反饋控制模式,將電流給定信號與檢測到的實際電流信號比較后作為PI調節(jié)器的輸入,再將PI調節(jié)器的輸出與固定開關頻率的三角載波比較。其控制框圖見圖5。該方法控制機理清晰,算法簡單,但是存在以下缺點:(1)開關頻率比較低時,網側電流容易產生直流偏置,直流偏置過大將導致系統(tǒng)崩潰。(2)整流器的控制完全由PI調節(jié)器支撐,這不利于控制性能的優(yōu)化。同時PI調節(jié)器負擔重,響應速度不夠快。(3)PI調節(jié)器的參數對系統(tǒng)控制性能的影響過大。2.3spwm信號預測預測電流控制法以采樣電流的當前值與下一采樣時刻的預測值進行比較,求出使電流誤差最小的控制電壓,這樣下一采樣時刻的電流以最優(yōu)特性跟蹤當前時刻的參考電流。由圖2可以得到PWM整流器的瞬態(tài)工作方程:在一個控制周期Tc內,對式(2)進行周期平均,得到其中“AV”表示從tk到tk+1一個控制周期的平均值,假設PWM整流器為理想狀態(tài),實際的周期平均值和指令信號u*ab相一致。從式(3)中可以得到指令信號u*ab為式中:Tc——控制周期。假設電網側電流iN(tk)經過一個開關周期后能夠達到給定的電流值,即:并且考慮到實際系統(tǒng)中R比較小,則在一個開關周期Ts內,有:成立。由式(6)可以計算出調制信號u*ab作為SPWM調制模塊的輸入。圖6為預測電流控制的原理框圖。預測電流控制的優(yōu)點是電流控制精度高,尤其是開關頻率較高時,可以實現電流的無差跟蹤,電壓環(huán)響應速度快;缺點是由于依賴微分約束關系,所以整個系統(tǒng)對參數的變化比較敏感。當開關頻率比較低時,網側電流的相移比較大。在實際應用中如果電感參數發(fā)生變化,會對實際控制效果產生影響;比較小的參數誤差可能導致最終控制結果的不正確;同時所有的控制依賴于外環(huán)的一個PI,所以對外環(huán)PI的魯棒性提出了比較高的要求。2.4m流變的應用瞬態(tài)電流法的實現同樣以方程(1)為基礎,它實現簡單且控制效果良好,同時該控制算法對元器件開關頻率的要求又不高,因此在大功率PWM整流領域得到了很好的推廣應用。為了使瞬態(tài)電流控制的使用范圍更寬,控制效果更好,在原有方程基礎上引入補償環(huán)節(jié),此時控制方程如下:改進的瞬態(tài)電流法的控制框圖如圖7所示。為了減輕中間直流環(huán)節(jié)電壓PI調節(jié)器的負擔,加快調節(jié)器的動態(tài)響應速度,利用功率平衡原理來計算給定電流的有效分量IN2,它和IN1相加共同作為交流電流的給定值IN。式(10)中第三項的加入使調制信號uab(t)更加接近于真實值。3中點電位滯環(huán)控制法中點平衡問題一直是三電平拓撲結構PWM變流器的控制難點,也是研究的熱點。目前關于單相三電平PWM整流器中點平衡控制的方法并不多,一種較為常用且實現也相對簡單的是中點電位滯環(huán)控制法:它根據網側電流iN的方向和直流側中點電壓波動情況來優(yōu)化選取冗余的開關狀態(tài),從而實現中點電壓平衡控制。設u1和u2分別為直流側上、下端電容的電壓值;iN正方向(iN>0)如圖1中所標示,Δ為滯環(huán)寬度。中點電位滯環(huán)控制法的基本原理如下:當u1-u2>Δ時,為減小上、下端電容電壓的差值,應控制開關器件使得u1放電或者u2充電;同理當u1-u2<-Δ時,應保證u1充電或者u2放電,否則u1和u2間的壓差加大,中點不平衡現象加劇。實際應用時結合網側電流iN的方向來判斷當前的脈沖組合是否有利于中點平衡,SA′、SB′為優(yōu)化后的脈沖,如表1所示。需要注意的是,為了保證不改變SPWM脈沖的調制效果,選取冗余開關狀態(tài)時必須保證a,b兩點間的壓差uab相同,即保證SA-SB=SA′-SB′。中點電位滯環(huán)控制法的控制原理清晰,不需要額外增加硬件設備,對單相三電平PWM整流器的中點平衡有不錯的控制效果,但它的實現是以犧牲開關頻率為代價的。上、下電容電壓差值的滯環(huán)寬度Δ選取不能過小也不能過大:Δ過小能夠使得電容上、下電壓的差值很小,但會導致開關頻率過高,目前大功率開關器件的開關頻率還達不到這樣的要求;Δ較大時開關頻率較低,但往往不能達到滿意的中點平衡效果。另外,中點電位滯環(huán)控制法在數字化實現的過程中,CPU會花大量的時間去處理與中點平衡相關的計算,系統(tǒng)的實時性受到影響。為了更好地解決三電平NPC型整流器中點平衡問題,引入一種電壓前饋的直流側電容電壓平衡方法。該方法的實現與中點電位滯環(huán)控制法相比更為簡單。在控制系統(tǒng)中加入電容電壓補償環(huán)節(jié),上、下電容電壓之差u1-u2作為電位平衡PI調節(jié)器的輸入,該調節(jié)器的輸出引至電流控制環(huán),以平衡中間電壓。如圖8所示。適當調節(jié)PI調節(jié)器的參數就能保證兩個電容間的電壓差保持在一定范圍之內。本文探討的控制策略中,基于固定頻率的電流控制、預測電流控制和改進的瞬態(tài)電流控制中都可以增加上述電壓平衡環(huán),此時網側電流給定值的表達式為:式中:KP1和TI1分別為電壓平衡環(huán)的比例系數和積分系數。4次濾波電路仿真系統(tǒng)的參數與“和諧號”動車組中單相三電平PWM整流器一致,各參數設定如下:電網側電源電壓的有效值Us=1500V,網側電感L=2.2mH,電網側漏阻R=0.1Ω,直流側電容C1=C2=4000μF,直流側電壓給定值Udg=3000V,額定負載時電阻RL=7.5Ω(輸出功率1200kW),開關頻率fs=1250Hz,LC二次濾波電路中濾波環(huán)節(jié)的參數為L′2=0.84mH、C′2=3000μF。Matlab/Simulink仿真時三電平PWM整流器采用改進的瞬態(tài)電流法控制,增加中點平衡控制環(huán)節(jié)(電壓前饋中點電位控制法)。以直流側投切電阻來模擬負載突變。0~0.5s為中間電容充電過程,0.7~0.8s為從滿功率切換到半功率運行,1s后系統(tǒng)從滿功率牽引工況轉入逆變工況。圖9為網側電壓uN與iN電流波形,(a)、(b)、(c)三個子圖分別為空載向牽引切換、滿載向半載切換、牽引向逆變切換的情況。從圖9(a)圖中可以看出系統(tǒng)啟動迅速、超調小,啟動過程中網側電流iN的沖擊也較小;圖9(b)、(c)表明進行負載投切或運行工況改變后系統(tǒng)調整時間短,能夠在3個電源周期內重新恢復平衡。圖11為牽引向逆變切換時直流側兩電容上的電壓波形。無中點平衡控制環(huán)節(jié)時,直流側兩電容之間的壓差在100V上下,如圖11(a)所示;添加電壓前饋中點電位控制后,如圖11(b),兩電容間的電壓基本保持一致。圖12為網側電流iN的諧波頻譜圖,其總諧波畸變率僅為0.70%。綜合圖9~圖12可知,該算法有效地實現了三