永磁直驅(qū)風力發(fā)電機柔性直流變換器的研究

永磁直驅(qū)風力發(fā)電機柔性直流變換器的研究

0永磁直驅(qū)風力發(fā)電機不控回流+擊擊電場小型直流供電（hvdclight）是一種新型的直接供電技術(shù)，符合海上發(fā)電機構(gòu)的長期供電要求，是海上供電網(wǎng)絡(luò)的首選技術(shù)。輕型直流輸電技術(shù)在國外已得到推廣應(yīng)用,一些用于風電聯(lián)網(wǎng)的商業(yè)化運行工程從投運到現(xiàn)在運行良好,產(chǎn)生了巨大的經(jīng)濟與環(huán)保效益。圖1所示為基于HVDCLight的海上風電場輕型直流輸電集中并網(wǎng)控制方式方案。在海上風電場上,風力發(fā)電機發(fā)出的電能經(jīng)交流母線匯總后,有功功率和無功功率由海上換流站整流后,通過海底電纜將功率送上岸,經(jīng)岸上換流站逆變后,將有功功率和無功功率并入主電網(wǎng)。目前,為了更好利用風能,永磁直驅(qū)風力發(fā)電機開始被人們所接受。永磁直驅(qū)風力發(fā)電機采用不控整流+斬波升壓的方式捕捉低速下的風能,并通過逆變器并網(wǎng)。采用HVDCLight的海上風電場,可以對永磁直驅(qū)風力發(fā)電機采用直流母線分散并網(wǎng)的方式,避免逆變器和其他一些交流并網(wǎng)帶來的問題(諸如同步等)。圖2所示為永磁直驅(qū)風力發(fā)電機直流母線分散并網(wǎng)示意圖,永磁直驅(qū)風力發(fā)電機組經(jīng)直流斬波升壓后,在直流母線匯流,經(jīng)海底電纜傳輸至岸上主電網(wǎng)。一般對于海上風電場而言,沒有現(xiàn)成的公用網(wǎng),直流母線并網(wǎng)在經(jīng)濟上同樣具有吸引力。但是,該方案會面臨新的技術(shù)難點:高電壓大功率直流升壓變換器的設(shè)計與控制。在文中,一種基于三電平的直流升壓變換器概念被首先提出,雙梯形波補償控制新方法也被用于實現(xiàn)在三電平下的電流峰值控制,成功解決了以下問題:1)單個IGBT/IGCT耐壓等級不夠例如,應(yīng)用要求一般為10kV,而多數(shù)IGBT/IGCT管子耐壓等級很低);2)升壓電抗器的磁飽和問題和升壓電抗器損耗過大;3)大電流出現(xiàn)突變的系統(tǒng)安全性問題。1直壓變換器的三輛平均機械結(jié)構(gòu)1.1基于與社區(qū)所作的三電平直流變換器為了降低直流變換器的電壓應(yīng)力,文獻在借鑒三電平逆變器的基礎(chǔ)上,提出三電平的直流變換器模型。MichaelT.Zhang等人又提出了基于Boost電路的三電平直流變換器,如圖3所示。其中,Vin是輸入電壓;Lf為升壓電感;Cf1和Cf2是平波電容;D1和D2是二極管;Q1和Q2是功率開關(guān);RLd是負載電阻。選取Cf1=Cf2,使中點的鉗位電壓為Vo/2,就能讓每個功率開關(guān)承受的電壓僅為Vo/2。1.2輸出電壓恒壓與移相角的關(guān)系對于如圖3的Boost電路,若采用傳統(tǒng)的開關(guān)控制策略,則只相當于2個功率開關(guān)簡單串聯(lián)。在文獻中提出了三電平直流變換器的移相控制策略,并進行了分析。在此,就針對三電平Boost電路,簡述其工作在CCM模式下的移相控制策略。所謂移相控制就是上下兩管的導通或者關(guān)斷在相位上互差180°。根據(jù)占空比,可以將移相控制分為2個區(qū)域,即D≤0.5、D>0.5。1)在D>0.5時,升壓電感的正向電壓為Vin,其反向電壓由原來的Vo-Vin變成了Vo/2,開關(guān)與電感電流波形如圖4(a)所示。在t0時刻開始一個開關(guān)周期。此時,開關(guān)S1導通,兩開關(guān)均處于導通狀態(tài)。電感開始充電,上升斜率與兩電平Boost電路相同,為Vo/Lf。到t1時刻,開關(guān)S2關(guān)斷,迫使電感電流從Cf2和D2中流過,其值開始下降,斜率為(Vo/2-Vin)。到t2時刻,其中t2=t0+Ts/2,Ts為開關(guān)周期,電感又開始進入充電狀態(tài),直到t3時刻開關(guān)S1關(guān)斷。這段時間與[t0,t1]相同。在t3時刻開關(guān)S1關(guān)斷,電感電流將流過D1,Cf1和S2,其值下降,斜率為(Vo/2-Vin)/Lf,直到t4時刻完成一個周期。因為Cf1和Cf2充放電的時間相同,其值也相等,故從理論上將它們的電壓相平衡。2)在D≤0.5時,電抗器正向電壓為Vin-Vo/2,反向電壓為Vo-Vin,開關(guān)和電感電流波形如圖4(b)所示,分析類似于D>0.5。設(shè)開關(guān)S1的占空比為D1,開關(guān)S2的占空比為D2,由上述分析,可以推導出輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系式:一般地,D=D1=D2,D為兩電平Boost開關(guān)占空比,得由此證明移相控制不會影響變換器的直流增益。由上述分析,得在輸出電壓恒定條件下的電感電流脈動值與移相角的關(guān)系,如圖5所示。其中,a=0相對于兩電平變換器,α=180°即為移相180°的控制策略,故采用移相180°的控制策略可以減小電感電流的脈動值。1.3電平變換器運行失敗從上述分析可知,使三電平直流變換器正常工作,其電容Cf1和Cf2上的電壓要保持基本相等。但在實際運行中,為了使變換器有良好的性能,一般采用閉環(huán)控制,其外環(huán)為電壓環(huán),反饋量為輸出電壓。但經(jīng)實踐證明,變換器運行中會造成兩電容電壓不平衡,最終導致輸出電壓全部加在Cf1上,而Cf2為0,造成三電平變換器運行失敗。為了解決電容均壓問題,文獻提出了一種針對電容的交錯控制策略,如圖6所示,將電壓環(huán)的反饋量定義為兩電容上的電壓,與電容電壓指令值,即輸出電壓的一半作比較,其差值經(jīng)過校正后,產(chǎn)生PWM波交錯控制功率開關(guān),即用Cf1反饋而產(chǎn)生PWM波控制開關(guān)S2的導通,反之亦然。2電流峰值控制方法在DC-DC變換器中,一般控制功率開關(guān)占空比的PWM信號是由調(diào)制信號與鋸齒波信號比較獲得的,而在電流峰值控制方法(CurrentPeakMode,CPM)中,用電抗器上的電流波形替代普通PWM調(diào)制電路中的載波信號,與調(diào)制信號進行比較,以獲得PWM調(diào)制信號。電流峰值控制具有限流保護功能,提高了系統(tǒng)的可靠性,適用于大功率場合。2.1ts的開關(guān)特性兩電平直流變換器的CPM原理如圖7所示,其指令信號為鋸齒波,其中,ic為指令電流;ma為鋸齒波斜率;iL(t)為電感上的電流,<iL(t)>是它的開關(guān)平均值;m1和m2分別表示電感電流上升與下降的斜率;Ts是一個開關(guān)周期;d表示1個周期內(nèi)的占空比。使用鋸齒波補償?shù)姆椒ūＷC變換器在全占空比范圍內(nèi)是穩(wěn)定的,具體分析可參看文獻。對于Boost變換器,文獻采用開關(guān)平均網(wǎng)絡(luò)模型法建立電流峰值控制的內(nèi)環(huán)動態(tài)模型,如圖8所示,其中參數(shù)據(jù)此,易得電流控制輸出的傳遞函數(shù):是輸入電壓和輸出電壓的擾動量是電容和電感上的電流擾動量是占空比的擾動量。2.2種雙梯形波補償方法在三電平直流升壓變換器中,鋸齒波的補償方法是明顯行不通的。這主要是因為,在三電平直流升壓變換器的一個開關(guān)周期內(nèi),電感電流的波動(電流先上升后下降)次數(shù)是2次,而在傳統(tǒng)的兩電平直流升壓變換器中,次數(shù)僅為1次。由上述分析可知,鋸齒波補償法顯然無法有效控制電感電流在一個開關(guān)周期內(nèi)的2次波動,其結(jié)構(gòu)最終會導致電感電流完全失控。本文中,一種新型的雙梯形波補償方法被提出,取代鋸齒波補償法,運用在三電平直流升壓變換器當中。該方法是從鋸齒波補償法中發(fā)展而來,可以有效地解決鋸齒波無法實現(xiàn)三電平直流升壓變換器中2個開關(guān)管分別錯開導通和關(guān)斷的問題。其核心特點是:1)采用2列相位差180°的信號波分別控制2個開關(guān);2)采用梯形波,使得前(后)半周期有效控制電流,后(前)半周期不對電流施加實際影響;3)2個開關(guān)管交錯控制,保證2列信號保持一致,無偏差。此方法的詳細描述和實際效果將在下文的仿真環(huán)節(jié)中結(jié)合波形圖詳細給出。3雙梯形波補償法的實現(xiàn)采用Matlab7.5中的Simulink建立電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制的三電平Boost變換器,其中電壓外環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器,內(nèi)環(huán)為CPM控制。圖9為該變換器的Simulink模型,圖10為其控制器的Simulink模型。算法為ode23tb,仿真時間為2s,輸入電壓為1.25kV,輸出為10kV。考慮到控制風力發(fā)電機的實際需要,輸入電壓在1.5s處施加一個電壓突變;考慮到大功率IGBT/IGCT的實際開關(guān)能力,開關(guān)頻率設(shè)定為1kHz。其輸出直流電壓如圖11所示。變換器啟動平穩(wěn),無明顯超調(diào),對輸入電壓突變具有良好的抗干擾能力。圖12為變換器穩(wěn)態(tài)時輸出電壓紋波;圖13為雙梯形波的電流峰值控制,其中,圖13(a)是電感電流與梯形波比較并產(chǎn)生作用于S1的PWM波,圖13(b)是電感電流與梯形波比較并產(chǎn)生作用于S2的PWM波。圖14給出開關(guān)S1上電壓波形,其峰值僅為輸出電壓的一般,證明三電平技術(shù)有效的降低了功率管的電壓應(yīng)力。圖15是兩電容電壓的對比圖,表明兩電容電壓基本一致。圖14給出了雙梯形波補償法的具體形態(tài)。以圖14(a)為例詳細說明,對于開關(guān),其控制信號將保證在前半周期內(nèi)無動作,始終保持開通狀態(tài),在后半周期內(nèi),其效果可等效于兩電平直流升壓變換器當中的鋸齒波補償方法。仿真結(jié)果證明,這種方法完全有效地控制了升壓電抗器上的電流變化,既可以保證電流峰值控制的實施,又完成了三電平直流升壓變換器所要求的升壓電抗器電流在一個開關(guān)周期內(nèi)的波動次數(shù)