阻抗匹配的研究

阻抗匹配的研究在高速的設(shè)計(jì)中，阻抗的匹配與否關(guān)系到信號(hào)的質(zhì)量?jī)?yōu)劣。阻抗匹配的技術(shù)可以說是豐富多樣，但是在具體的系統(tǒng)中怎樣才能比較合理的應(yīng)用，需要衡量多個(gè)方面的因素。例如我們?cè)谙到y(tǒng)中設(shè)計(jì)中，很多采用的都是源段的串連匹配。對(duì)于什么情況下需要匹配，采用什么方式的匹配，為什么采用這種方式。例如：差分的匹配多數(shù)采用終端的匹配；時(shí)鐘采用源段匹配；1、串聯(lián)終端匹配串聯(lián)終端匹配的理論出發(fā)點(diǎn)是在信號(hào)源端阻抗低于傳輸線特征阻抗的條件下，在信號(hào)的源端和傳輸線之間串接一個(gè)電阻R，使源端的輸出阻抗與傳輸線的特征阻抗相匹配，抑制從負(fù)載端反射回來的信號(hào)發(fā)生再次反射.串聯(lián)終端匹配后的信號(hào)傳輸具有以下特點(diǎn)：A由于串聯(lián)匹配電阻的作用，驅(qū)動(dòng)信號(hào)傳播時(shí)以其幅度的50％向負(fù)載端傳播；B信號(hào)在負(fù)載端的反射系數(shù)接近＋1，因此反射信號(hào)的幅度接近原始信號(hào)幅度的50％。C反射信號(hào)與源端傳播的信號(hào)疊加，使負(fù)載端接受到的信號(hào)與原始信號(hào)的幅度近似相同；D負(fù)載端反射信號(hào)向源端傳播，到達(dá)源端后被匹配電阻吸收；E反射信號(hào)到達(dá)源端后，源端驅(qū)動(dòng)電流降為0，直到下一次信號(hào)傳輸。相對(duì)并聯(lián)匹配來說，串聯(lián)匹配不要求信號(hào)驅(qū)動(dòng)器具有很大的電流驅(qū)動(dòng)能力。選擇串聯(lián)終端匹配電阻值的原則很簡(jiǎn)單，就是要求匹配電阻值與驅(qū)動(dòng)器的輸出阻抗之和與傳輸線的特征阻抗相等。理想的信號(hào)驅(qū)動(dòng)器的輸出阻抗為零，實(shí)際的驅(qū)動(dòng)器總是有比較小的輸出阻抗，而且在信號(hào)的電平發(fā)生變化時(shí)，輸出阻抗可能不同。比如電源電壓為＋4.5V的CMOS驅(qū)動(dòng)器，在低電平時(shí)典型的輸出阻抗為37Ω，在高電平時(shí)典型的輸出阻抗為45Ω[4]；TTL驅(qū)動(dòng)器和CMOS驅(qū)動(dòng)一樣，其輸出阻抗會(huì)隨信號(hào)的電平大小變化而變化。因此，對(duì)TTL或CMOS電路來說，不可能有十分正確的匹配電阻，只能折中考慮。鏈狀拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的信號(hào)網(wǎng)路不適合使用串聯(lián)終端匹配，所有的負(fù)載必須接到傳輸線的末端。否則，接到傳輸線中間的負(fù)載接受到的波形就會(huì)象圖3.2.5中C點(diǎn)的電壓波形一樣。可以看出，有一段時(shí)間負(fù)載端信號(hào)幅度為原始信號(hào)幅度的一半。顯然這時(shí)候信號(hào)處在不定邏輯狀態(tài)，信號(hào)的噪聲容限很低。串聯(lián)匹配是最常用的終端匹配方法。它的優(yōu)點(diǎn)是功耗小，不會(huì)給驅(qū)動(dòng)器帶來額外的直流負(fù)載，也不會(huì)在信號(hào)和地之間引入額外的阻抗；而且只需要一個(gè)電阻元件。2、并聯(lián)終端匹配并聯(lián)終端匹配的理論出發(fā)點(diǎn)是在信號(hào)源端阻抗很小的情況下，通過增加并聯(lián)電阻使負(fù)載端輸入阻抗與傳輸線的特征阻抗相匹配，達(dá)到消除負(fù)載端反射的目的。實(shí)現(xiàn)形式分為單電阻和雙電阻兩種形式。并聯(lián)終端匹配后的信號(hào)傳輸具有以下特點(diǎn)：A驅(qū)動(dòng)信號(hào)近似以滿幅度沿傳輸線傳播；B所有的反射都被匹配電阻吸收；C負(fù)載端接受到的信號(hào)幅度與源端發(fā)送的信號(hào)幅度近似相同。在實(shí)際的電路系統(tǒng)中，芯片的輸入阻抗很高，因此對(duì)單電阻形式來說，負(fù)載端的并聯(lián)電阻值必須與傳輸線的特征阻抗相近或相等。假定傳輸線的特征阻抗為50Ω，則R值為50Ω。如果信號(hào)的高電平為5V，則信號(hào)的靜態(tài)電流將達(dá)到100mA。由于典型的TTL或CMOS電路的驅(qū)動(dòng)能力很小，這種單電阻的并聯(lián)匹配方式很少出現(xiàn)在這些電路中。雙電阻形式的并聯(lián)匹配，也被稱作戴維南終端匹配，要求的電流驅(qū)動(dòng)能力比單電阻形式小。這是因?yàn)閮呻娮璧牟⒙?lián)值與傳輸線的特征阻抗相匹配，每個(gè)電阻都比傳輸線的特征阻抗大?？紤]到芯片的驅(qū)動(dòng)能力，兩個(gè)電阻值的選擇必須遵循三個(gè)原則：⑴．兩電阻的并聯(lián)值與傳輸線的特征阻抗相等；⑵．與電源連接的電阻值不能太小，以免信號(hào)為低電平時(shí)驅(qū)動(dòng)電流過大；⑶．與地連接的電阻值不能太小，以免信號(hào)為高電平時(shí)驅(qū)動(dòng)電流過大。并聯(lián)終端匹配優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)單易行；顯而易見的缺點(diǎn)是會(huì)帶來直流功耗：?jiǎn)坞娮璺绞降闹绷鞴呐c信號(hào)的占空比緊密相關(guān)？；雙電阻方式則無論信號(hào)是高電平還是低電平都有直流功耗。因而不適用于電池供電系統(tǒng)等對(duì)功耗要求高的系統(tǒng)。另外，單電阻方式由于驅(qū)動(dòng)能力問題在一般的TTL、CMOS系統(tǒng)中沒有應(yīng)用，而雙電阻方式需要兩個(gè)元件，這就對(duì)PCB的板面積提出了要求，因此不適合用于高密度印刷電路板。當(dāng)然還有：AC終端匹配；基于二極管的電壓鉗位等匹配方式理論上講,分三種,而實(shí)際應(yīng)用上分很多種.方式不一樣，目的是一至的。為最大功率通常對(duì)某個(gè)頻點(diǎn)上的阻抗匹配可利用SMITH圓圖工具進(jìn)行,兩個(gè)器件肯定能搞定,即通過串+并聯(lián)電感或電容即可實(shí)現(xiàn)由圓圖上任一點(diǎn)到另一點(diǎn)的阻抗匹配,但這是單頻的。而手機(jī)天線是雙頻的,對(duì)其中一個(gè)頻點(diǎn)匹配,必然會(huì)對(duì)另一個(gè)頻點(diǎn)造成影響,因此阻抗匹配只能是在兩個(gè)頻段上折衷.在某一個(gè)頻點(diǎn)匹配很容易，但是雙頻以上就復(fù)雜點(diǎn)了。因?yàn)樵?00M完全匹配了，那么1800處就不會(huì)達(dá)到匹配，要算一個(gè)適合的匹配電路。最好用仿真軟件或一個(gè)點(diǎn)匹配好了，在網(wǎng)絡(luò)分析儀上的S11參數(shù)下調(diào)整，因?yàn)殡p頻的匹配點(diǎn)肯定離此處不會(huì)太遠(yuǎn)。，只有兩個(gè)元件匹配是唯一的，但是pi型網(wǎng)絡(luò)匹配，就有無數(shù)個(gè)解了。這時(shí)候需要仿真來挑，最好使用經(jīng)驗(yàn)。仿真工具在實(shí)際過程中幾乎沒什么用處。因?yàn)榉抡婀ぞ呤遣恢滥阍哪Ｐ偷?。你必須要輸入?shí)際元件的模型，也就是說各種分布參數(shù)，你的結(jié)果才可能3．2

頻率合成器參考頻率fr的選擇

θ=ωt,dθ=t?dω+ω?dt,ω=2πf

從上式可以看出：在頻率誤差dω相同的情況下，降低頻率有利于減小dθ，因而可減小pe。手機(jī)的fr有兩種選擇：13mhz或26mhz，從減小pe的角度來考慮，選13mhz為好。3．3

在i／q正交調(diào)制器的輸入端采用lpf

該lpf一般采用無源rc型lpf。在gsm體制中，傳輸每一個(gè)bit的時(shí)間是3．69微秒，故傳輸速率是1000／3．69＝270．8kbps。在理論上，gmsk的調(diào)制頻譜要利用調(diào)制bit的無限隨機(jī)序列再通過復(fù)雜的計(jì)算來得到。理論和實(shí)際測(cè)量都表明：gmsk調(diào)制頻譜的60db帶寬為330khz，在此帶寬內(nèi)的頻譜已包含了絕大部分的能量，因此選lpf的截止頻率為330khz是合適的。我們可采用圖1所示的一階rclpf電路。其截止頻率的計(jì)算公式為：

τ＝rc＝2×1000×220×10-12＝0．44μs

截止頻率＝1000／(2π·τ)＝1000／(6.28×0.44)＝362khz

(注：在工作頻段內(nèi)，電容呈現(xiàn)的阻抗應(yīng)為幾千歐姆左右)3．4

1／q正交調(diào)制器采用雙端輸入、輸出方式

與單端方式相比較，雙端方式可以降低串話(cross-talk)干擾，減小噪聲和pe。要采用雙端輸入、輸出方式，肯定會(huì)遇到單端與雙端之間的轉(zhuǎn)換問題，為了降低成本，一般均用無源器件來完成轉(zhuǎn)換，常采用的電路是lg網(wǎng)絡(luò)或balun(一種平衡——不平衡轉(zhuǎn)換傳輸線變壓器)?，F(xiàn)介紹一下如何設(shè)計(jì)lg型單端←→雙端轉(zhuǎn)換電路。電路如圖2所示。該電路的特點(diǎn)是：共用了7個(gè)lg元件，其成本比采用balun要低，但指標(biāo)比采用balun要差一點(diǎn)。

具體采用何種電路，得由設(shè)計(jì)者根據(jù)情況來確定。在圖2中，由ll、cl組成lpf，其輸出的電壓滯后于電流；l2和c2組成hpf，其相位輸出特性與lpf相反，即輸出電壓超前于電流；c3、c4在工作頻率范圍內(nèi)呈現(xiàn)交流短路，同時(shí)隔離直流電壓；l3對(duì)中心工作頻率的阻抗等于與它相匹配器件的阻抗。對(duì)于e-gsm體制，發(fā)射的工作頻率為880~915mhz，中心頻率為897．5mhz。由lg一階lpf和hpf截止頻率的計(jì)算公式：

fc＝1／〔2π(lc)1/2〕＝915mhz(lpf)

fc＝1／〔2π(lc)1/2〕＝880mhz(hpf)

若取c1＝2．2pf(并臂阻抗取一百至數(shù)百歐姆左右)，則l1＝13．76nh。若取c2＝c1，則l2＝14．88nh。取值處理：對(duì)于lpf為了保證有一定的頻率設(shè)計(jì)余量，fc應(yīng)加大一點(diǎn)即l1要減小一點(diǎn)，而對(duì)于hpf則相反。在工程中我們可取l1為12nh，l2為15nh。對(duì)于900mhz工作頻段，可取c3＝c4＝22pf(呈交流短路幾個(gè)歐姆)。若無特別說明，一般雙端rf的阻抗為2×50ω＝100ω，由此可算出：

l3=zl/2πf=100／(2×3.14x×897.5×106)

=17.74nh(實(shí)際可取18nh)

對(duì)于工作在其它頻率點(diǎn)的轉(zhuǎn)換電路，同樣可采用上述方法計(jì)算出各個(gè)元件的參數(shù)。3．5

直流和交流偏置

i／q正交調(diào)制器的直流偏置電平和交流輸入電平相當(dāng)于器件的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)工作點(diǎn)。若工作點(diǎn)不對(duì)，則肯定會(huì)對(duì)指標(biāo)造成不良影響。一般gsm手機(jī)i／q正交調(diào)制器的直流偏置電乎為1.0~1.4v，雙端交流輸入電乎為0．8~1．0vpp。還有一個(gè)重要問題是itsp(同相端)、itxn(反相端)、qtxpqtxn它們之間的交流電平平衡度問題，一般要求平衡度誤差小于20mv。若該誤差變大，則會(huì)使調(diào)制頻譜的邊帶指標(biāo)變差，從而導(dǎo)致pe變大。

(注：一般i／q交流電平的幅度可用示波器來測(cè)量，但在研發(fā)和維修中還可采用一個(gè)更為簡(jiǎn)便和實(shí)用的方法，即用數(shù)字萬用表的ac200mv檔來測(cè)量，同樣可獲得很高的相對(duì)測(cè)量精度。用vc9801型萬用表通過和示波器進(jìn)行對(duì)比測(cè)量后，得出換算系數(shù)為1．65×8(連續(xù)測(cè)量有8個(gè)timeslot)。例如：若萬用表測(cè)得的單端交流電壓為40mv，則實(shí)際上那一腳的單端交流對(duì)地電壓為：40×1．65×8＝528mvpp)3．6

頻率合成器的輸出頻譜和直通效應(yīng)

在gsm手機(jī)中用于調(diào)制的頻率合成器，其諧波抑制指標(biāo)一般要優(yōu)于30dbc。調(diào)制器的直通效應(yīng)（feedthrougheffect即vc0的輸出載波直接作用于調(diào)制器的輸出端）要小。若這兩項(xiàng)要求不能滿足的話，則會(huì)降低調(diào)制器輸出頻譜的質(zhì)量，從而引起pe變大。3．7

i／q時(shí)延調(diào)整

根據(jù)數(shù)學(xué)計(jì)算公式：θ＝ωt，當(dāng)頻率一定時(shí)，若改變時(shí)間同樣可改變相位。根據(jù)這一理論基礎(chǔ)，通過物理層軟件來控制i路或q路基帶信號(hào)的時(shí)延，可對(duì)pe進(jìn)行補(bǔ)償校正。3．8

i／q正交調(diào)制器工作頻率的選擇若僅從減小pe的角度來考慮，選取較低的調(diào)制工作頻率是有利的。現(xiàn)在gsm手機(jī)用于正交調(diào)制的調(diào)制頻率一般選取在150~300mhz之間。若采用簡(jiǎn)單的一次調(diào)制即由基帶信號(hào)直接調(diào)制到rf工作頻率，則pe指標(biāo)很難保證，而且對(duì)整機(jī)的電磁屏蔽要求也非常高。3．9

emc設(shè)計(jì)

良好的emc設(shè)計(jì)對(duì)于保證pe指標(biāo)是極為重要的。emc設(shè)計(jì)主要采用三項(xiàng)措施：接地、屏蔽和濾波。在gsm手機(jī)內(nèi)采用大面積接地、地線層、匯流條來降低接地阻抗。在電磁屏蔽設(shè)計(jì)中，屏蔽材料的選擇是非常重要的。屏蔽效果取決于所選材料的吸收損耗指標(biāo)，而該指標(biāo)與材料相對(duì)導(dǎo)磁率的平方根、與材料相對(duì)電導(dǎo)率的平方根成正比。因此，選取具有高的相對(duì)導(dǎo)磁率和相對(duì)電導(dǎo)率的材料能獲得好的電磁屏蔽效果。當(dāng)然屏蔽材料的選擇還要考慮到加工成型工藝、加工難度和成本。3．10

pa部分的設(shè)計(jì)

目前有兩種pa方案可供選擇：開環(huán)方案(無功率檢測(cè))和閉環(huán)方案(有功率檢測(cè))。在pe指標(biāo)方面這兩種方案沒有優(yōu)劣之分。在pa電路的設(shè)計(jì)中，有時(shí)會(huì)出現(xiàn)這樣的現(xiàn)象：小功率輸出時(shí)，pe指標(biāo)正常；但當(dāng)大功率輸出時(shí)，pe指標(biāo)則超差。出現(xiàn)這種情況的原因在于：(1)在大信號(hào)工作的條件下，pa的線性動(dòng)態(tài)范圍不夠；(2)當(dāng)輸出功率加大時(shí)，電源線上的電流也隨之變大，若pcb布線或電源去耦不良的話，會(huì)造成此故障；(3)pa輸出匹配電路設(shè)計(jì)問題，從而造成vswr變大；(4)emc方案設(shè)計(jì)不佳，屏蔽材料、屏蔽結(jié)構(gòu)、屏蔽方式選擇不當(dāng)。如何進(jìn)行GSM手機(jī)雙頻天線的阻抗匹配本文來自：微波技術(shù)網(wǎng)★★轉(zhuǎn)帖請(qǐng)注明出處！作者：gotoblue您是第225個(gè)瀏覽者通常對(duì)某個(gè)頻點(diǎn)上的阻抗匹配可利用SMITH圓圖工具進(jìn)行,兩個(gè)器件肯定能搞定,即通過串+并聯(lián)電感或電容即可實(shí)現(xiàn)由圓圖上任一點(diǎn)到另一點(diǎn)的阻抗匹配,但這是單頻的。而手機(jī)天線是雙頻的,對(duì)其中一個(gè)頻點(diǎn)匹配,必然會(huì)對(duì)另一個(gè)頻點(diǎn)造成影響,因此阻抗匹配只能是在兩個(gè)頻段上折衷.

在某一個(gè)頻點(diǎn)匹配很容易，但是雙頻以上就復(fù)雜點(diǎn)了。因?yàn)樵?00M完全匹配了，那么1800處就不會(huì)達(dá)到匹配，要算一個(gè)適合的匹配電路。最好用仿真軟件或一個(gè)點(diǎn)匹配好了，在網(wǎng)絡(luò)分析儀上的S11參數(shù)下調(diào)整，因?yàn)殡p頻的匹配點(diǎn)肯定離此處不會(huì)太遠(yuǎn)。，只有兩個(gè)元件匹配是唯一的，但是pi型網(wǎng)絡(luò)匹配，就有無數(shù)個(gè)解了。這時(shí)候需要仿真來挑，最好使用經(jīng)驗(yàn)。

仿真工具在實(shí)際過程中幾乎沒什么用處。因?yàn)榉抡婀ぞ呤遣恢滥阍哪Ｐ偷?。你必須要輸入?shí)際元件的模型，也就是說各種分布參數(shù)，你的結(jié)果才可能與實(shí)際相符。一個(gè)實(shí)際電感器并不是簡(jiǎn)單用電感量能衡量的，應(yīng)該是一個(gè)等效網(wǎng)絡(luò)來模擬。本人通常只會(huì)用仿真工具做一些理論的研究。

實(shí)際設(shè)計(jì)中，要充分明白Smith圓圖的原理，然后用網(wǎng)絡(luò)分析儀的圓圖工具多調(diào)試。懂原理讓你定性地知道要用什么件，多調(diào)是要讓你熟悉你所用的元件會(huì)在實(shí)際的圓圖上怎么移動(dòng)。（由于分布參數(shù)及元件的頻率響應(yīng)特性的不同，實(shí)際件在圓圖上的移動(dòng)和你理論計(jì)算的移動(dòng)會(huì)不同的）。

雙頻的匹配的確是一個(gè)折衷的過程。你加一個(gè)件一定是有目的性的。以GSM、DCS雙頻來說，你如果想調(diào)GSM而又不太想改變DCS，你就應(yīng)該選擇串連電容、并聯(lián)電感的方式。同樣如果想調(diào)DCS，你應(yīng)該選擇串電感、并電容。

理論上需要2各件調(diào)一個(gè)頻點(diǎn)，所以實(shí)際的手機(jī)或者移動(dòng)終端通常按如下規(guī)律安排匹配電路：對(duì)于簡(jiǎn)單一些的，天線空間比較大，反射本來就較小的，采用Pai型（2并一串），如常規(guī)直板手機(jī)、常規(guī)翻蓋機(jī)；稍微復(fù)雜些的采用雙L型（2串2并）：對(duì)于更復(fù)雜的，采用L＋Pai型（2串3并），比如用拉桿天線的手機(jī)。

記住，匹配電路雖然能降低反射，但同時(shí)會(huì)引入損耗。有些情況，雖然駐波比好了，但天線系統(tǒng)的效率反而會(huì)降低。所以匹配電路的設(shè)計(jì)是有些忌諱的；比如在GSM、DCS手機(jī)中匹配電路中，串聯(lián)電感一般不大于5.6nH。還有，當(dāng)天線的反射本身比較大，帶寬不夠，在smith圖上看到各頻帶邊界點(diǎn)離圓心的半徑很大，一般加匹配是不能改善輻射的。

天線的反射指標(biāo)（VSWR，returnloss）在設(shè)計(jì)過程中一般只要作為參考。關(guān)鍵參數(shù)是傳輸性參數(shù)（如效率，增益等）。有人一味強(qiáng)調(diào)returnloss，一張口要－10dB，駐波比要小于1.5，其實(shí)沒有意義。我碰到這種人，我就開玩笑說，你只要反射指標(biāo)好，我給你接一個(gè)50歐姆的匹配電阻好了，那樣駐波小于1.1啊，至于你手機(jī)能不能工作我就不管了！

SWR駐波比僅僅說明端口的匹配程度，即阻抗匹配程度。匹配好，SWR小，天線輸入端口處反射回去的功率小。匹配不好，反射回去的功率就大。至于進(jìn)入天線的那部分功率是不是輻射了，你根本不清楚。天線的效率是輻射到空間的總功率與輸入端口處的總功率之比。所以SWR好了，無法判斷天線效率一定就高（拿一個(gè)50ohm的匹配電阻接上，SWR很好的，但有輻射嗎？）。但是SWR不好了，反射的功率大，可以肯定天線的效率一定不會(huì)高。SWR好是天線效率好的必要條件而非充分條件。SWR好并且輻射效率（radiationefficiency）高是天線效率高的充分必要條件。當(dāng)SWR為理想值（1）時(shí)，端口理想匹配，此時(shí)天線效率就等于輻射效率。

當(dāng)今的手機(jī)，天線的空間壓縮得越來越小，是犧牲天線的性能作為代價(jià)的。對(duì)于某些多頻天線，甚至VSWR達(dá)到了6。以前大家比較多采用外置天線，平均效率在50％算低的，現(xiàn)在50％以上的效率就算很好了！看一看市場(chǎng)上的手機(jī)，即使是名公司的，如Nokia等，也有效率低于20％的。有的手機(jī)(滑蓋的啊，旋轉(zhuǎn)的啊)甚至在某些頻點(diǎn)的效率只有10％左右。

見過幾個(gè)手機(jī)內(nèi)置天線的測(cè)試報(bào)告，天線效率基本都在30-40%左右，當(dāng)時(shí)覺得實(shí)在是夠差的（比我設(shè)計(jì)的微帶天線而言），現(xiàn)在看來還是湊合的了。不過實(shí)際工程中，好像都把由于S11造成的損耗和匹配電路的損耗計(jì)在效率當(dāng)中了，按天線原理，只有介質(zhì)損耗（包括基板引起的和手機(jī)內(nèi)磁鐵引起的）和金屬損耗（盡管很小）是在天線損耗中的，而回?fù)p和匹配電路的損耗不應(yīng)該記入的。不過工程就是工程啊，這樣容易測(cè)試啊。

對(duì)了，再補(bǔ)充一句，軟件仿真在一定程度上是對(duì)工程有幫助的：當(dāng)然，仿真的結(jié)果準(zhǔn)確程度沒法跟測(cè)試相比，但是通過參數(shù)掃描仿真獲取的天線性能隨參數(shù)變化趨勢(shì)還是有用的，這比通過測(cè)試獲取數(shù)據(jù)要快不少，尤其是對(duì)某些不常用的參數(shù)。

“仿真工具在實(shí)際工程中沒有什么用處”，是說在設(shè)計(jì)匹配電路時(shí)，更具體一點(diǎn)是指設(shè)計(jì)雙頻GSM、DCS手機(jī)天線匹配電路時(shí)。如果單獨(dú)理解這句話，無疑是錯(cuò)的。事實(shí)上，我一直在用HFSS進(jìn)行天線仿真，其結(jié)果也都是基于仿真結(jié)果的。

對(duì)了，焊元器件真的是一件費(fèi)勁的事，而且也有方法的，所謂熟能生巧嘛。大的公司可能給你專門配焊接員，那樣你可能就只要說焊什么就可以了。然而，我們?cè)诖擞懻摰氖侨绾斡行У赝瓿善ヅ潆娐返脑O(shè)計(jì)。注意有效性！有效性包括所耗的時(shí)間以及選擇元器件的準(zhǔn)確性。如果沒有實(shí)際動(dòng)手的經(jīng)驗(yàn)，只通過軟件仿真得出