第4章-物聯(lián)網(wǎng)通信技術(曾憲武)LXX20147

第4章信源編碼4.1抽樣與量化4.2脈沖編碼調制(PCM)4.3增量調制(ΔM)本章小結

4.1抽樣與量化

4.1.1抽樣及抽樣定理

抽樣是對模擬信號在時域上的離散化，即將一個時間連續(xù)、幅度也連續(xù)的信號轉變成時間離散、幅度連續(xù)的信號。對于一個時間、幅度都連續(xù)的模擬信號x(t)，以固定的時間間隔不斷地測量它的瞬時幅度值，從而可構成一個新的信號xs(nTs)，用離散的xs(nTs)信號來表示原信號x(t)的過程就稱為抽樣。抽樣的實現(xiàn)如圖4.1.1所示。圖4.1.1抽樣過程示意圖在圖中x(t)是被抽樣的模擬信號，它通過一個高速開關S來控制輸出，當S接通時，輸出x(t)；當S斷開時，輸出信號為0。開關以Ts的周期接通和斷開，于是就得到了窄脈沖序

列xs(nTs)。開關受到窄脈沖序列s(nTs)的控制，它的周期為Ts，寬度為τ。當開關接通時，有持續(xù)時間為τ的信號輸出；當開關斷開時，在Ts－τ時間內沒有信號輸出。當τ足夠小時，就認為xs(nTs)是由一些點組成的序列，這些點在時間上是離散的，周期為Ts，其幅度是連續(xù)的，可以是x(t)上的任意值。根據(jù)抽樣所得信號序列的不同，可分為理想抽樣、自然抽樣和平頂抽樣。如果抽樣窄脈沖的寬度τ足夠小，如趨近于零，這種抽樣脈沖序列稱為理想沖擊序列δ(t)，這樣的抽樣稱為理想抽樣。在實際電路中，抽樣脈沖寬度不可能趨近于零，在窄脈沖寬度τ持續(xù)期間，輸出信號的幅度隨x(t)的變化而變化，這樣的抽樣稱為自然抽樣。如果抽樣值不隨被抽樣信號x(t)幅度的變化，則稱該種抽樣為平頂抽樣，抽樣后輸出的信號在τ時間內其幅度是一致的，也就是“平頂”的。在抽樣過程中，Ts稱為抽樣周期，抽樣頻率為fs=1／Ts。抽樣信號xs(nTs)、被抽樣信號x(t)和抽樣脈沖s(nTs)之間具有如下關系：

xs(nTs)=x(t)s(nTs)(4.1.1)

一個實際的抽樣過程可以用一個乘法器來實現(xiàn)，如圖4.1.2所示。圖4.1.2乘法器實現(xiàn)抽樣的原理圖4.1.2抽樣定理

模擬信號x(t)經(jīng)過抽樣，變?yōu)榱藊s(nTs)，是否能包含原有x(t)的所有信息呢？也就是說，xs(nTs)是否能全部復原x(t)呢？如果能，那么用什么樣的抽樣脈沖來抽樣呢？抽樣定理將解決該問題。抽樣定理包含兩個基本內容，即低通抽樣和帶通抽樣定理。

1.低通抽樣定理

低通抽樣是指頻帶被限制在0~fH范圍的信號的抽樣，該信號也稱帶限信號。fH指信號的上限截止頻率（最高頻率），因此低通信號的帶寬為B=fH。低通抽樣定理也稱帶限信號抽樣定理，該定理可描述為：對于一個頻率范圍在［0,fH］內的時間連續(xù)信號x(t)，若以抽樣頻率fs≥2fH對其均勻抽樣，則x(t)被xs(nTs)完全確定，或者說抽樣信號xs(nTs)將無失真地恢復出x(t)。

Ts稱為抽樣周期或抽樣間隔，Ts=1/fs，1/2fH稱為奈奎斯特間隔，2fH稱為奈奎斯特速率。奈奎斯特間隔是能夠唯一確定連續(xù)信號x(t)的最大抽樣間隔；奈奎斯特速率是能夠唯一確定連續(xù)信號x(t)的最小抽樣

頻率。

在頻域中，我們一般用角頻率ω表示頻率，ω=2πf。抽樣頻率和抽樣周期可表示為

(4.1.2)

2.帶通抽樣定理

帶通信號是指信號的頻率限制在［fL,

fH］范圍的信號，其中fL為下限截止頻率（最低頻率）,fH為上限截止頻率（最

高頻率），信號的帶寬為B=fH－fL。帶通信號的最小抽樣頻率為(4.1.3)式中，n取小于fH/B的最大整數(shù)（當fH恰好是B的整數(shù)倍時，取n為fH/B）。當在低通情況下，若采用式(4.1.3)，則此時n=1，fH=B,fs=2B=2fH，此時式(4.1.2)與式(4.1.3)等價。在工程中我們一般取抽樣頻率為2.5~5倍的fH，以免失真，例如在電話通信中，我們取語音頻帶為300~3400Hz，抽樣頻率取8000Hz。

例4.1.1

已知某信號由2個頻率成分組成，其表達式為x(t)=cos400πt+cos80πt,對其進行均勻抽樣，求信號帶寬、奈奎斯特速率和奈奎斯特間隔。

解

fH=200,

fL=40,B=fH－fL=200－40=160于是取n=1,代入式(4.1.3)得于是帶寬為160Hz，奈奎斯特速率為200Hz，奈奎斯特間隔（抽樣間隔）為5ms。該例題告訴我們，當最高頻率與最低頻率相差較大時，可用最高頻率作為信號的帶寬，原來的帶通信號可近似地看成低通信號來處理。4.1.3量化

模擬信號抽樣后，抽樣值是隨信號幅度連續(xù)變化的，即抽樣值xs(nTs)可以取無窮多個可能的值。如果用N個二進制數(shù)字信號來代表該抽樣值的大小，以便用數(shù)字系統(tǒng)來傳輸該抽樣值（以下簡稱為樣值）信息，則N個二進制信號僅能同X=2N個樣值相對應，而不能同無窮多個電平值相對應。這樣一來，樣值必須被劃分為X個離散電平，此電平被稱為量化電平。采用量化樣值的方法后，才能使數(shù)字通信系統(tǒng)傳輸數(shù)字信息。利用預先規(guī)定的有限個電平來表示模擬樣值的過程稱為量化。抽樣把一個時間和幅度連續(xù)的信號變成了離散信號，量化把連續(xù)的抽樣值變成了幅度上離散的值。

圖4.1.3是量化過程的示意圖。圖中的1、2、3是量化

后可能輸出的3個電平值。圖中的虛線是各樣值量化后的取

值。xs(0Ts)=2,xs(1Ts)=1,xs(2Ts)=1,xs(3Ts)=2,xs(4Ts)=3,xs(5Ts)=3,xs(6Ts)=2。圖4.1.3量化過程示意圖模擬信號x(t)經(jīng)過抽樣后，變?yōu)闀r間上離散、幅度上連

續(xù)的序列xs(nTs)，經(jīng)量化后變成xq(nTs),xq(nTs)的取值為q1,q2,…，qM之一，即

xq(nTs)=qi,qi－1≤xq(nTs)=qi,i=2,3,…，M(4.1.4)

量化可分為均勻量化和非均勻量化兩種。

1.均勻量化

把輸入信號的取值區(qū)域按等距離分割的量化稱為均勻量化。在均勻量化中，每個量化區(qū)間的量化電平在各區(qū)間的中點。量化間隔（量化臺階）Δ取決于輸入信號的變化范圍和量化電

平數(shù)。當信號的變化范圍和量化電平數(shù)確定后，量化間隔也就確定。如果輸入信號的最小值和最大值分別用xmin和xmax表示，量化電平數(shù)用M表示，則均勻量化間隔Δ為(4.1.5)量化后輸出

xq(nTs)=qi,當qi－1<x(t)≤qi

量化值xq的取值一般按照“四舍五入”的原則來取，即

(4.1.6)量化會產(chǎn)生量化誤差，量化誤差的最大值為Δ/2，這種誤差對數(shù)字通信來說是有害的，它是以量化噪聲的形式出現(xiàn)的，量化噪聲的信噪比為(4.1.7)式中，So為信號x(t)的功率，Nq為量化噪聲的功率。均勻量化的缺點主要是無論抽樣值大小如何，量化噪聲的信噪比僅與量化電平數(shù)M有關，當輸入信號x(t)較小時，則量化噪聲的信噪比也很小，這樣對較弱的信號是不利的，往往難以達到理想的效果。通常，把滿足信噪比要求的輸入信號取值范圍定義為動態(tài)范圍。均勻量化時，信號的動態(tài)范圍將受到較大的限制，為了克服這個缺點，實際應用中往往采用非均勻量化。

2.非均勻量化

非均勻量化是依據(jù)信號的不同來確定量化間隔的。對于信號較小的區(qū)間，其量化間隔也小，反之，量化間隔就越大。非均勻量化與均勻量化相比，其優(yōu)點是：第一，非均勻量化可以得到較高的平均信噪比；第二，量化噪聲對小信號的影響與大信號的影響基本相同。

非均勻量化是通過抽樣進行適當?shù)淖儞Q后，再以均勻量化的方式進行量化的。通過一個非線性變換系統(tǒng)（實際應用中采用非線性電路）將輸入信號x變成另一個信號y，以實現(xiàn)非均勻壓縮變換，即

y=f(x)

(4.1.8)非均勻量化是對變化后的信號y進行均勻量化，在接收端采用反變換的方式來恢復x，即

x=f－1(y)

(4.1.9)

該過程稱為擴張。實際應用中，分別在發(fā)送端和接收端采用壓縮器和擴張器電路來實現(xiàn)非均勻量化。在壓縮器中，通常采用對數(shù)方式進行壓縮，即y=lnx。廣泛采用的對數(shù)壓縮方式有μ壓縮律和A壓縮律。美國采用的是μ壓縮律，我國和歐洲采用的是A壓縮律。

1）μ壓縮律

μ壓縮律是指壓縮器的輸入和輸出具有如下關系的壓縮律，即(4.1.10)式中，x、y分別是歸一化后的輸入信號和輸出信號的電壓，即μ為壓縮參數(shù)，表示壓縮程度。壓縮特性如圖4.1.4所示。圖4.1.4μ率及其壓縮特性由圖4.1.4可以看出，當μ=0時，壓縮曲線成為一條通過原點的直線，此時無壓縮，當μ增大時，壓縮作用顯著，尤其當μ>100以上時。壓縮特性可以通過圖4.1.4的右圖明顯地

體現(xiàn)出來，均勻區(qū)間Δy所對應的Δx是不同的，越往下，Δx越小，對小信號的具有顯著的擴張?zhí)匦?，這樣就避免了

像均勻量化時，對小信號產(chǎn)生的較大的相對量化誤差，從而使得大小信號的量化信噪比大體相當，從而改善了總體的量化信噪比。

2）A壓縮律

A壓縮律是指壓縮器的輸入和輸出具有如下關系的壓縮律：(4.1.11)式中，x為歸一化的壓縮器輸入電壓；y為歸一化的壓縮器輸出電壓；A為壓擴參數(shù)，表示壓縮程度。在實際通信系統(tǒng)中，常常采用折線來近似對數(shù)壓縮特性曲線，廣泛采用的13折線A律壓縮（取A=87.6）和μ律壓縮（取μ=255）。圖4.1.5所示的是A律折線13（A=87.6）在第一象限的曲線圖。圖4.1.5A律13折線首先，將x軸的0~1分為8個不均勻的段。分法為：將0~1一分為二，中點為1/2，將1/2~1之間的段作為第8段；將0~1/2段一分為二，中點為1/4，將1/4~1/2作為第7段；再將0~1/4一分為二，中點為1/8，將1/8~1/4作為第6段；然后將0~1/8一分為二，中點為1/16，將1/16~1/8作為第5段，依此類推，直到最后的最小段0~1/128，作為第1段。

其次，對y軸分段，將其均勻地分為8段，第一段到第

八段分別為0~1/8、1/8~2/8、2/8~3/8、3/8~4/8、4/8~5/8、5/8~6/8、6/8~7/8、7/8~1。第三，將所分得的x軸上的段與y軸上的段一一對應，并在所對應的段內做x－y的斜直線，這樣就得到了如圖4.1.5所示的曲線。在圖4.1.5中，第一、二段折線的斜率是相同的。上述曲線在第一象限，考慮到x、y具有－x、－y對稱關系，另外一部分曲線在第三象限，這樣共有16段折線，由于第一、第三象限中的第一、第二段折線的斜率相同，因此，這四段

折線可看成一段折線，于是聯(lián)合第一、第三象限，整個壓縮律A就變成了13折線。各段折線的斜率如表4.1.1所示。非均勻量化通常用于信號的幅度分布不均勻的情況。如在語音通信的信號中，小信號出現(xiàn)的概率較大，大信號出現(xiàn)的概率較小，為了減小量化噪聲的平均功率，采用非均勻量化，以減小小信號的量化噪聲，適當提高大信號的量化噪聲，并使大小信號的信噪比大體相當，從而改善整體的通信性能。

4.2脈沖編碼調制(PCM)

模擬信號經(jīng)過抽樣和量化后，得到離散信號xq(nTs)，這個離散信號包含了M個離散的量化電平值。如果直接傳輸該離散信號，系統(tǒng)的抗噪聲性能將非常差。通常需將離散信號xq(nTs)變?yōu)镹位二進制數(shù)字信號(2N≥M)，接收端收到二進制數(shù)字信號后經(jīng)譯碼還原xq(nTs)，再經(jīng)過低通濾波器恢復原始的模擬信號。這個過程就是脈沖編碼調制(PCM)。編碼過程就是用二進制或多進制碼組來表示量化電平的過程，即對每一個量化電平賦予一個特定的碼組，每個量化電平對應一個碼組，即量化電平與碼組是一一對應的。碼組的選擇是任意的，可以是二進制或多進制，但常有的是采用二進制，這主要是便于用數(shù)字電路實現(xiàn)編碼。

譯碼（解碼）是特定碼組恢復量化電平的過程，是編碼的反過程。通過脈沖編碼調制，將模擬信號表示為二進制或多進制碼組序列，從而得到時間上、幅度上都離散的數(shù)字信號。

脈沖編碼調制有線性編碼和非線性編碼兩種方式。線性編碼的方法是先對抽樣信號均勻量化，再對量化值進行簡單的二進制編碼得到對應的碼組。常用的線性編碼方法有級聯(lián)逐次比較線性編碼和逐次反饋線性編碼。譯碼包括加權求和、譯碼網(wǎng)絡及梯形譯碼網(wǎng)絡等。非線性編碼通常先對抽樣值進行均勻壓縮和均勻量化，然后采用線性編碼方法來完成編碼過程，可以是先壓縮后編碼或先編碼后壓縮，此外還有直接非線性編碼的方法，其中廣泛采用的是直接非線性編碼方法，包括13折線A律(A=87.6)和μ律(μ=255)直接非線性編碼。4.2.1PCM通信系統(tǒng)

PCM通信系統(tǒng)可用圖4.2.1來表示。其中，x(t)是輸入的模擬信號，最高頻率為fH，抽樣器以f≥2fH抽樣頻率抽樣后，變?yōu)闀r間上離散、幅度上連續(xù)的抽樣信號xs(nTs),抽樣信號經(jīng)過量化器后變成離散信號xq(nTs),并經(jīng)過編碼器后成為二進制數(shù)字信號。二進制數(shù)字信號經(jīng)信道傳輸后，信號會受到噪聲的干擾，發(fā)生畸變，但只要二進制數(shù)字信號的畸變不超過判決門限，譯碼器就可以通過抽樣再生還原出離散信號xq(nTs),最后信號經(jīng)過低通濾波的平滑就可得到模擬信號x(t)。需要指出的是，量化編碼過程稱為A/D變換，而經(jīng)譯碼和低通平滑的過程稱為D/A變換。在進行非均勻量化時，由壓縮器和均勻量化器組成非均勻量化，然后進行線性編碼，但在實際的通信設備中，壓縮、量化和編碼是由一個芯片來完成的。均勻量化和編碼是由一個線性編碼器來完成的。目前可以用一個一個芯片來完成抽樣、壓縮、量化和編碼的全過程。由于數(shù)字信號在經(jīng)過信道傳輸時會受到噪聲的干擾、以及由于信道的帶寬等因素產(chǎn)生的碼間串擾，接收端收到的二進制數(shù)字信號與發(fā)送端發(fā)送的二進制數(shù)字信號會有一定的差異，經(jīng)接收端低通濾波器平滑后的模擬信號與發(fā)送端的模擬信號會有一定的差異，這種現(xiàn)象就是失真。

由于PCM信號在編碼過程中是用N位二進制碼組表示一個量化電平值的，因此可以計算出該PCM通信系統(tǒng)的信息傳輸速率。假設x(t)是一個受限的低通模擬信號，最高頻率為fH，

則由抽樣定理可知，要不失真地傳輸該信息的抽樣頻率為fs≥2fH，如果量化級數(shù)為M，采用N位二進制碼組表示量化

電平，則應有2N≥M?？紤]理想情況，取fs=2fH,采用N位二進制碼組表示量化電平，于是，可以得到該PCM通信系統(tǒng)

經(jīng)數(shù)字化后的碼元速率:

RB=Nfs=2NfH(Baud/s)

(4.2.1)式中，Baud稱為波特，故碼元速率也叫波特率。由于采用二進制碼元，因此每個碼元含有1比特信息量，于是信息速率為

Rb=RB=2NfH(b/s)(4.2.2)

如果采用K進制碼組表示量化電平，則每個碼元包含的比特數(shù)為log2K，簡寫為lbK，于是，此時信息速率和碼元速率的關系為

Rb=RB

lbK(4.2.3)例如對于電話通信系統(tǒng)，語音信號是一個受限的模擬信號，其最高頻率限制在fH=4000Hz，對其進行PCM編碼，若分別采用二進制、八進制編碼，量化位數(shù)分別取8位和4位，

則該信號的碼元速率和信息速率分別可由下述計算得到：

二進制時，由于Rb=RB=2NfH=2×8×4000=64k，因此碼元速率為64kBaud/s，信息速率為64kb/s。

八進制時，碼元速率為RB=2NfH=2×4×4000=32kBaud/s,

信息速率為Rb=RB

lbK=32×ln8=96kb/s。4.2.2二進制PCM編碼

PCM中最常見的是用二進制碼組來表示量化電平，由于二進制的符號僅為“0”和“1”，并且1位二進制數(shù)有兩種狀態(tài)，可以表示兩個不同的量化電平。N位可以表示2N種不同的狀態(tài)，即可表示2N個不同的量化電平。由多位二進制數(shù)組成的數(shù)字叫做二進制碼組或碼字，其中每一位二進制數(shù)叫做一個碼元，每個碼組所包含的碼元個數(shù)叫做碼組長度或字長。與二進制碼組有關的兩個參數(shù)是碼長和碼距，碼長是指二進制碼組的位數(shù)，如8位二進制數(shù)構成的碼組，其碼長為8。碼距是指二進制碼組之間對應位數(shù)不同的個數(shù)，是描述不同的程度，如0110和1011兩個碼組的碼距為3，因為兩碼組的第一位、第二位、第四位不同，不同之處共3個，故碼距為3。用來編碼的二進制碼組的長度是由量化級數(shù)M來決定的。量化級數(shù)越大，需要的二進制碼組的數(shù)目就越多，也就意味著碼長越長。例如，量化級數(shù)為15時，需要15個二進制碼組

來表示，碼組的長度應為4；量化級數(shù)為7時，需要7個碼組，碼組的長度為3。但在實際電路中，碼組的長度往往是確定的，一般都按字節(jié)表示，一個字節(jié)的長度為8位。碼組的長度越長，所表示的量化級數(shù)就越多，量化的間隔就越小，量化噪聲（或量化誤差）也就越??；但隨之而來是模擬信號數(shù)字化后所產(chǎn)生的較大的數(shù)據(jù)量，也就意味著要求應有較寬的傳輸信道來傳輸高速率的數(shù)據(jù)，通信系統(tǒng)的成本也就越高。因此需要在保證通信質量的同時，合理地選擇碼組長度。

對于A律和μ律，其量化級數(shù)均是256，所需要的二進制碼長至少應為8位(28=256)。目前常用的編碼方式有3種，分別是自然二進制編碼(NBC)、格雷二進制編碼(RBC)和折疊二進制編碼(FBC)。

1.自然二進制編碼

自然二進制編碼就是最普通的十進制整數(shù)的二進制代碼，其優(yōu)點是簡單，但傳輸中容易出錯，對雙極性信號編碼時不如折疊碼方便。例如，對于一個量化級數(shù)M=16，量化范圍L為［－7.5,7.5］，量化間隔為Δ=1，量化電平q分別為－7.5、－6.6、－5.5、－4.5、－3.5、－2.5、－1.5、－0.5、0.5、1.5、2.5、3.5、4.5、5.5、6.5、7.5，量化值序號為0~15的雙極性，需要用4位二進制碼組來表示。設4位二進制碼分別為a3、a2、a1、a0，則量化電平與碼組的關系為

q=a323+a222+a121+a020－7.5

(4.2.4)

若有N位自然二進制碼組組成的碼字，各位分別表示為aN－1,aN－2,…，a1,a0,則量化電平與碼組的關系可表示為

q=aN－

12N－1+aN

－

22N－

2+…+a121+a020

－(2N－

1－0.5)(4.2.5)

2.格雷二進制編碼

格雷二進制編碼也叫格雷碼或反射碼，它是按照相鄰碼組之間只有一個對應位不同的規(guī)律構成的，也就是相鄰碼距為1。格雷碼一般是從0000開始，按由低位向高位變化，每次只改變一個碼元，只有當?shù)臀淮a元不能再變時，才改變高位碼元，從而保持相鄰碼組距為1。在傳輸過程中，如果格雷碼產(chǎn)生一位誤碼，原碼組會變成相鄰碼組，因此產(chǎn)生的誤碼所造成的誤差較小。

3.折疊二進制碼

折疊二進制編碼是從自然二進制編碼發(fā)展而來的，它的最高位是極性位，“1”表示正極性，“0”表示負極性，其他位表示數(shù)的絕對值的大小，除了最高位，折疊碼的上下兩部分是對稱的。折疊碼用來表示雙極性信號非常方便，而且在傳輸過程中出現(xiàn)的錯碼對信號的影響較小。三種編碼的碼組如表4.2.1所示。

4.3增量調制(ΔM)

增量調制簡稱為ΔM或增量脈碼調制方式(DM)，是PCM后出現(xiàn)的一種模擬信號數(shù)字化的方法。ΔM可以看成是PCM的一種特殊形式，是用1比特來量化的脈沖編碼調制。ΔM在每一次抽樣時，用一位二進制碼元表示每個差值信號，該差值信號不是表示抽樣脈沖幅度，而是抽樣值的變化趨勢。增量調制系統(tǒng)的編譯碼設備較簡單,在軍用無線通信、衛(wèi)星通信和高速大規(guī)模集成電路的A/D轉換等方面均得到了廣泛的應用。增量調制的基本思想是用一個階梯波xT(t)來逼近帶限模擬信號x(t)，然后用二進制碼來表示階梯波xT(t)，從而完成模擬信號的數(shù)字化。增量調制的波形圖如圖4.3.1所示。圖4.3.1增量調制波形圖圖中，x(t)是連續(xù)變化的模擬信號，x0(t)是階梯波信號，各個階梯的間隔為Δt，高度為σ，抽樣頻率fs=1/Δt?？梢钥闯鲭A梯波x0(t)與模擬信號x(t)的形狀非常相似，如果時間間隔Δt足夠小，即抽樣頻率fs足夠高，而且σ也足夠小，則階梯波x0(t)可以精確地逼近x(t)。可以將階梯波x0(t)看做是一個用給定的“階梯”σ對連續(xù)信號x(t)進行抽樣和量化之后的波形。

σ稱為增量，階梯波只有一個上升增量σ（稱為正增量）和下降增量σ（稱為負增量）兩種情況。如果把上升一個增量σ用“1”表示，把下降一個增量用“0”表示，這樣就可從階梯波x0(t)得到一個二進制碼元序列（圖4.3.1的二進制碼元序列為0011111001），此碼元序列還可以用圖中所示的鋸齒波xT(t)得到，鋸齒波xT(t)可以近似地逼近連續(xù)波x(t)，其斜率只有σ/Δt和－σ/Δt兩種情況。如果用“1”表示正斜率，用“0”表示負斜率,即可獲得一個二進制碼元序列所表示的鋸齒波xT(t)。階梯波x0(t)和鋸齒波xT(t)通過低通濾波后，去除了高頻成分，它們可以很好地與原信號x(t)的波形重合，也就是說階梯波x0(t)和鋸齒波xT(t)攜帶了x(t)的所有信息，即意味著只要能夠從二進制碼元序列恢復出階梯波或鋸齒波，就能還原原始的模擬信號。增量調制中的一個碼元“1”或“0”僅表示抽樣時刻信號變化的趨勢，即表示信號幅度的變化是向上增加的還是向下減小的，或者說它們代表的是模擬信號前后兩個抽樣值的差是正的還是負的，因而這樣的調制方式稱為增量調制或ΔM。一個較為簡單的增量調制系統(tǒng)的原理框圖如圖4.3.2所示。它由減法器、抽樣脈沖產(chǎn)生器、抽樣判決器和積分器、低通濾波等構成。其中，積分器具有譯碼功能，在發(fā)送端的積分器也叫本地譯碼器。接收端的積分器也叫譯碼器，它和低通濾波器構成解調器。積分器可用一個簡單的RC電路實現(xiàn)。圖4.3.2簡單增量調制系統(tǒng)原理框圖增量調制的過程是這樣的，首先模擬信號x(t)輸入到發(fā)送端的減法器，與積分器輸出的鋸齒波信號xT(t)相減得到差值信號e(t)，e(t)送入到判決器中，在抽樣脈沖的控制下對差值信號e(t)的正負進行判別。若e(t)>0，判決器則輸出一個正的脈沖信號作為“1”碼；若e(t)<0，判決器則輸出一個負的脈沖信號作為“0”碼，這樣便得到了一個二進制碼元序列p(t)。

p(t)信號的一個方向是送入信道發(fā)送，另一個方向是反

饋。p(t)的反饋信號進入到積分器后，經(jīng)積分（或稱譯碼）

產(chǎn)生鋸齒波信號xT(t)，xT(t)用來與輸入的模擬信號相減。在接收端，數(shù)字序列p(t)進入積分器，進行譯碼，譯碼后的信號xT(t)通過低通濾波器后還原為原始的輸入信號x(t)。