山東大學(xué)-高頻電子線路第七章振幅調(diào)制與解調(diào)山東大學(xué)期末考試知識點(diǎn)復(fù)習(xí)良心出品

山東大學(xué)期末考試知識點(diǎn)復(fù)習(xí)第七章振幅調(diào)制與解調(diào)7．2．1調(diào)幅波的基本性質(zhì)與功率關(guān)系調(diào)幅就是使載波電壓(或電流)的振幅隨調(diào)制信號的變化規(guī)律而變化。圖7．2．1就是當(dāng)調(diào)制信號為正弦波形時，調(diào)幅波的形成過程。調(diào)制信號vΩ=VΩcosΩt未調(diào)制時的載波為v=V0cosω0t已調(diào)波的振幅V(t)=V0+kaVΩcosΩt已調(diào)波表示式為v(t)=V(t)cosω0t=(V0+kaVΩcosΩt)cosω0t=V0(1+macosΩt)cosω0t(7．2．1)由式(7．2．2)可見，由正弦波調(diào)制的調(diào)幅波包含三個頻率：載波ω0；上邊頻(ω0+Ω)和下邊頻(ω0-Ω)，其頻譜如圖7．2．2所示。若調(diào)制信號為非正弦波，包含許多頻率，則調(diào)幅波將包含上邊帶與下邊帶。對于式(7．2．2)，將它加到負(fù)載電阻R上，則載波與兩個邊頻的功率為：7．2．2平方律調(diào)幅設(shè)圖7．2．3的非線性器件特性為v0=a0+a1vi+a2vi2(7．2．6)式中，輸入電壓為vi=v(載波)+vΩ(調(diào)制信號)=V0cosω0t+VΩcosΩt(7．2．7)其中產(chǎn)生調(diào)幅作用的是a2vi2項(xiàng)，故稱為平方律調(diào)幅。濾波后，輸出電壓為由式(7．2．9)可以得出如下結(jié)論：1)調(diào)幅度ma的大小由調(diào)制信號電壓振幅VΩ及調(diào)制器的特性曲線所決定，亦即由a1、a2所決定。2)通常a2＜＜a1，因此用這種方法所得到的調(diào)幅度是不大的。為了使電子器件工作于平方律部分，電子管或晶體管應(yīng)工作于甲類非線性狀態(tài)，因此效率不高。所以，這種調(diào)幅方法主要用于低電平調(diào)制。此外，它還可以組成平衡調(diào)幅器(balancedmodulator)，以抑除載波。在圖7．2．4所示的平衡調(diào)幅器，它的輸出電壓為由式(7．2．10)可見，輸出中沒有載波，只有上下邊帶(ω±Ω)與調(diào)制頻率Ω(可用濾波器濾除)。載波在輸出中被抑止，這是平衡調(diào)幅器的主要特點(diǎn)。7．2．3斬波調(diào)幅所謂斬波調(diào)幅就是將所要傳送的信號vΩ(t)通過一個受載波頻率ω控制的開關(guān)電路(斬波電路)，以使它的輸出波形被“斬”成周期為2π/ω的脈沖，因而包含ω±Ω及各種諧波分量等。再通過中心頻率為ω的帶通濾波器，取出所需要的調(diào)幅波輸出v0(t)，即實(shí)現(xiàn)了調(diào)幅。圖7．2．5是斬波調(diào)幅器的方框圖，它的調(diào)幅過程圖解見圖7．2．6。設(shè)圖7．2．5中的斬波電路按照圖7．2．6(b)的開關(guān)函數(shù)S1(t)對音頻信號vΩ(t)進(jìn)行斬波。開關(guān)函數(shù)S1(t)以下式代表：因此，S1(t)是一個振幅等于1、重復(fù)頻率為ω0/2π的矩形波。斬波后的電壓v(t)為v(t)=vΩ(t)S1(t)(7．2．12)由此可得到v(t)為一系列振幅按照vΩ(t)規(guī)律變化的矩形脈沖波，如圖7．2．6(c)所示。由于S1(t)可用如下的傅里葉級數(shù)展開為代入式(7．2．12)，即得如果vΩ(t)=VΩcosΩt，則由式(7．2．14)顯然可知，v(t)中包含Ω、ω0±Ω、3ω0±Ω…項(xiàng)。通過中心頻率為ω0的帶通濾波器后，即可取出(ω0±Ω)項(xiàng)，即輸出電壓v0(t)為載波被抑止的雙邊帶(ω0±Ω)輸出，如圖7．2．6(d)所示。以上是用不對稱的開關(guān)電路來獲得斬波調(diào)幅的。實(shí)際上，更常用對稱的開關(guān)電路，如圖7．2．7(a)所示。此處開關(guān)函數(shù)S2(t)為上、下對稱的方波，它的峰一峰值等于2，如圖7．2．7(c)所示，它對圖7．2．7(b)的信號vΩ(t)進(jìn)行斬波后，即獲得(d)中的斬波輸出電壓v(t)的波形。最后通過帶通濾波器，取出ω0±Ω的雙邊帶v0(t)，如圖7．2．7(e)所示。以上所討論的開關(guān)電路可以由二極管組成。圖7．2．8所示的電橋電路即可起到圖7．2．5中的開關(guān)電路作用。圖中v1(t)=V1mcosω0t，vΩ(t)=VΩcosΩt。V1m應(yīng)取得足夠大，以使二極管的通斷完全由v1(t)控制，即當(dāng)va>vb時，四個二極管導(dǎo)通，使輸出電壓v(t)等于零；當(dāng)va<vb時，四個二極管截止，使v(t)=vΩ(t)。因此v(t)的波形如圖7．2．6(c)所示，亦即實(shí)現(xiàn)了調(diào)幅。也可以將四個二極管接成如圖7．2．9所示的環(huán)形調(diào)幅電路。這四個二極管的導(dǎo)通與截止也完全由載波電壓v1(t)決定。例如，當(dāng)a端為正，b端為負(fù)時，D1與D3導(dǎo)通，D2與D4截止；當(dāng)a端為負(fù)，b端為正時，則D1與D3截止，D2與D4導(dǎo)通。這里的D1、D2、D3、D4即起到了圖7．2．7(a)所示電路中的雙刀雙擲開關(guān)作用，因此輸出電壓v(t)的波形如圖7．2．7(d)所示，亦即實(shí)現(xiàn)了調(diào)幅。7．2．4模擬乘法器調(diào)幅模擬乘法器的基本形式見圖7．2．10。當(dāng)v1與v2很小時，它的輸出電壓為v0=K1v1v2(7．2．15)上式說明，當(dāng)v1=0或v2=0時，輸出電壓v0都等于零；只有當(dāng)v1和v2同時存在時，才有v0?？梢娝妮敵鰹檩d波被抑止的調(diào)幅波。當(dāng)輸入信號大時，輸出電壓v0的表示式如下式所示：v0=K2V1V2(7．2．17)式中，K2=α2I0Rc=常數(shù)，而V1(或V2)與v1(或v2)的關(guān)系曲線如圖7．2．11所示。由圖可知，當(dāng)v1(或v2)小時，V1(或V2)與v1(或v2)成線性關(guān)系，但這個線性放大區(qū)是很窄的(室溫條件下只有幾十mV的范圍)。當(dāng)v1足夠大時，V1趨近于定值，亦即這時模擬乘法器起限幅作用。此時，輸出電壓v0中，除了有式(7．2．16)的雙邊帶信號外，還有許多諧波分量，需要濾除。模擬乘法器是集成電路調(diào)制器常用的電路形式。7．2．5單邊帶信號的產(chǎn)生1)單邊帶通信的優(yōu)缺點(diǎn)a)優(yōu)點(diǎn)①節(jié)省頻帶50％；②節(jié)省發(fā)送功率；③減輕選擇性衰落現(xiàn)象。b)缺點(diǎn)收、發(fā)設(shè)備較復(fù)雜。2)產(chǎn)生單邊帶信號的方法a)濾波器法圖7．2．12是濾波器法的基本原理圖。為了易于濾除另一個邊帶，載波頻率不能太高。為了提高載波頻率，應(yīng)采用如圖7．2．13所示的方框圖，來逐級提高載波頻率到預(yù)期值。圖中，φ為濾波器，BM為平衡調(diào)幅器。必須強(qiáng)調(diào)指出，提高單邊帶的載波頻率絕不能用倍頻的方法。因?yàn)楸额l后，音頻頻率F也跟著成倍增加，使原來的調(diào)制信號變了樣，產(chǎn)生嚴(yán)重的失真。這是絕對不允許的。b)相移法圖7．2．14是這種方法的方框圖，由圖可知因此，輸出電壓為v3=K(v1+v2)=KVcos(ω0-Ω)t(7．2．20)式中，K為合并網(wǎng)絡(luò)的電壓傳輸系數(shù)；V為平衡調(diào)幅器輸出電壓幅度，與V0及VΩ成正比。本法要求移相網(wǎng)絡(luò)必須準(zhǔn)確地移相90°，這在很寬的音頻范圍內(nèi)，是很難做到的。為此，就產(chǎn)生了以下的第三種方法。c)第三種方法——修正的移相濾波法圖7．2．15是這種方法的方框圖。由圖可知，這種方法所用的90°移相網(wǎng)絡(luò)工作于固定頻率，因而克服了上法的缺點(diǎn)。參閱圖7．2．15，為簡化起見，電壓幅度都假定為1。由于平衡調(diào)幅器的有用輸出電壓為相乘項(xiàng)，因此BM1的輸出電壓BM2的輸出電壓經(jīng)低通濾波器濾去上邊帶(ω1+Ω)項(xiàng)后，得下邊帶為v3=cos(ω1-Ω)tv4=sin(ω1-Ω)t因此，有BM3的輸出電壓BM4的輸出電壓最后得到合并網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓v5-v6=sin[(ω2-ω1)+Ω]t(7．2．21)或v5+v6=sin[(ω2+ω1)-Ω]t(7．2．22)式(7．2．21)[或式(7．2．22)]即為載頻ω0=ω2-ω1[或(ω2+ω1)]的單邊帶信號。這種方法所需要的移相網(wǎng)絡(luò)工作于固定頻率ω1與ω2，因此制造和維護(hù)都比較簡單。它特別適用于小型輕便設(shè)備，是一種有發(fā)展前途的方法。7．2．6殘留單邊帶調(diào)幅單邊帶調(diào)幅具有節(jié)約頻帶與節(jié)約發(fā)射功率兩大優(yōu)點(diǎn)，因而受到重視，可以說是最好的調(diào)幅制式。但單邊帶的調(diào)制與解調(diào)都比較復(fù)雜，而且不適于傳送帶有直流分量的信號。為此，在單邊帶調(diào)幅與雙邊帶調(diào)幅之間，有一種折中方式，即殘留邊帶調(diào)幅(vestigalsidebandamplitudemodulation，簡寫為VSBAM)。為了說明，圖7．2．16示出標(biāo)準(zhǔn)調(diào)幅制、載波被抑制的雙邊帶調(diào)幅制和殘留邊帶調(diào)幅的頻譜示意圖。由圖7．2．16(d)可以看出，所謂殘留邊帶調(diào)幅與單邊帶調(diào)幅的不同之處是它傳送被抑制邊帶的一部分，同時又將被傳送邊帶也抑制掉一部分。為了保證信號無失真的傳輸，傳送邊帶中被抑制部分和抑制邊帶中的被傳送部分應(yīng)滿足互補(bǔ)對稱關(guān)系。這一點(diǎn)從物理意義上容易理解。因?yàn)榻庹{(diào)時，與載波頻率ω0成對稱的各頻率分量正好疊加，從而恢復(fù)為原來的調(diào)制信號，沒有失真。7．2．7高電平調(diào)幅1)集電極調(diào)幅所謂集電極(陽極)調(diào)幅，就是用調(diào)制信號來改變高頻功率放大器的集電極(陽極)直流電源電壓，以實(shí)現(xiàn)調(diào)幅。它的基本電路如圖7．2．17所示。由圖可知，低頻調(diào)制信號VΩcosΩt與直流電源VCC相串聯(lián)，因此放大器的有效集電極電源電壓等于上述兩個電壓之和，它隨調(diào)制信號波形而變化。根據(jù)第5章圖5．2．6可知，在過壓狀態(tài)下，集電極電流的基波分量Icm1隨集電極電源電壓成正比變化。因此，集電極的回路輸出高頻電壓振幅將隨調(diào)制信號的波形而變化，于是得到調(diào)幅波輸出。由此可知，為了獲得有效的調(diào)幅，集電極調(diào)幅電路必須總是工作于過壓狀態(tài)?？梢宰C明，集電極調(diào)幅的集電極效率高，晶體管獲得充分的應(yīng)用，這是它的主要優(yōu)點(diǎn)。其缺點(diǎn)是已調(diào)波的邊頻帶功率P(ω0±Ω)由調(diào)制信號供給，因而需大功率的調(diào)制信號源。2)基極調(diào)幅所謂基極調(diào)幅，就是用調(diào)制信號電壓來改變高頻功率放大器的基極(柵極)偏壓，以實(shí)現(xiàn)調(diào)幅。它的基本電路如圖7．2．18所示。由圖可知，低頻調(diào)制信號VΩcosΩt與直流偏壓VBB串聯(lián)，使放大器的有效偏壓等于這兩個電壓之和，它隨調(diào)制信號波形而變化。根據(jù)第5章圖5．2．7可知，在欠壓狀態(tài)下，集電極電的基波分量Icm1隨基極電壓成正比變化。因此集電極的回路輸出高頻電壓振幅將隨調(diào)制信號的波形而變化，于是得到調(diào)幅波輸出?？梢宰C明，為了獲得有效的調(diào)幅，基極調(diào)幅電路必須工作于欠壓狀態(tài)?；鶚O調(diào)幅的平均集電極效率不高，這是它的主要缺點(diǎn)。它的主要優(yōu)點(diǎn)是所需調(diào)制功率很小，對整機(jī)的小型化有利。7．2．8包絡(luò)檢波1)工作原理圖7．2．19(a)是這種檢波器的原理性電路，圖(b)則是它的工作圖解。圖中，R為負(fù)載電阻，它的數(shù)值應(yīng)遠(yuǎn)大于二極管的導(dǎo)通電阻。C的值應(yīng)足夠大，對高頻可視為短路。因此在二極管導(dǎo)電時，C很快幾乎充至電壓峰值；而在二極管截止時，C緩慢地向R放電。于是輸出電壓vC幾乎是沿高頻的包絡(luò)線，如圖7．2．19所示。因而稱為包絡(luò)檢波或峰值包絡(luò)檢波。2)質(zhì)量指標(biāo)a)電壓傳輸系數(shù)(檢波效率)Kd式中，Vim為調(diào)幅波的載波振幅；θ為電流通角，有式中，R為檢波器的負(fù)載電阻；Rd為檢波器內(nèi)阻。當(dāng)R＞＞Rd時，θ→0，Kd=cosθ→1。b)等效輸入電阻Rid檢波器的等效輸入電阻Rid的定義為c)失真①惰性失真(對角線切割失真)這是由于圖7．2．19(a)中的RC時間常數(shù)太大所引起，導(dǎo)致電容C上的電荷不能隨調(diào)幅波包絡(luò)變化，產(chǎn)生如圖7．2．20的失真波形。為避免產(chǎn)生這種失真，應(yīng)按下式確定RC之值：式中，Ωmax為被檢信號的最高調(diào)制角頻率；ma為調(diào)制系數(shù)。通常可采用下式：RCΩmax<1．5(7．2．27)②負(fù)峰切割失真(底邊切割失真)這種失真是由于檢波器的直流電阻尺與交流(音頻)負(fù)載不相等，而調(diào)幅度ma又相當(dāng)大時引起的。參閱圖7．2．21，檢波器電路通過耦合電容Cc與輸入電阻為ri2的低頻放大器相連接。Cc的容量較大，對音頻來說，可以認(rèn)為是短路。因此交流負(fù)載電阻RΩ等于直流負(fù)載電阻R與ri2的并聯(lián)值，即由于交、直流負(fù)載電阻不同，因此有可能產(chǎn)生失真。這種失真通常使檢波器音頻輸出電壓的負(fù)峰被切割，因此稱為負(fù)峰切割失真。除了以上兩種失真外，還有由二極管的非線性特性引起的非線性失真和由于耦合電容Cc和濾波電容C取值不當(dāng)所引起的頻率失真。7．2．9同步檢波同步檢波用于對載波被抑止的雙邊帶或單邊帶信號進(jìn)行解調(diào)，它的特點(diǎn)是必須外加一個頻率和相位都與被抑止的載波相同的電壓，因而稱為同步檢波。外加載波電壓加入同步檢波器，可以有圖7．2．22(a)與(b)兩種方式。先討論圖7．2．22(a)所示的乘積檢波器。設(shè)輸入的已調(diào)波為載波分量被抑止的雙邊帶信號v1，即v1=V1mcosΩtcosω1t(7．2．28)本地載波電壓v0=V0cos(ω0t+φ)(7．2．29)本地載波的角頻率ω0準(zhǔn)確地等于輸入信號載波的角頻率ω1，即ω0=ω1，但二者的相位可能不同；這里φ表示它們的相位差。這時相乘輸出(假定相乘器傳輸系數(shù)為1)低通濾波器濾除2ω1附近的頻率分量后，就得到頻率為Ω的低頻信號，有由式(7．2．31)可見，低頻信號的輸出幅度與cosφ成正比。當(dāng)φ=0時，低頻信號電壓最大，隨著相位差φ加大，輸出電壓減弱。因此，在理想情況下，除本地載波與輸入信號載波的角頻率必須相等外，希望二者的相位也相同。此時，乘積檢波稱為“同步檢波”。圖7．2．23所示輸入雙邊帶信號時，乘積檢波器的有關(guān)波形和頻譜。對于圖7．2．22(b)所示的電路，合成輸入信號為v=v1+v0此處，v0為本振電壓V0cosω0t。設(shè)v1為單邊帶信號V1mcos(ω0+Ω)t，則由此可知，合成信號的包絡(luò)Vm和相角θ都受到調(diào)制信號的控制，因而由包絡(luò)檢波器構(gòu)成的同步檢波器檢出的調(diào)制信號顯然有失真。為使失真減小到允許