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角度調制的應用9.1角度調制與振幅調制系統(tǒng)的性能比較

9.1.1抗噪聲干擾性能

1.信噪比增益已調波信號在信道中傳輸會受到干擾。一般常見的是加性干擾。加性干擾是指在接收到的已調波信號上疊加了干擾。加性干擾按其性質可分為兩類。一類是脈沖干擾,如閃電、工業(yè)電火花、電器開關的通斷等原因造成的干擾,它對已調波造成的影響是短暫的、突發(fā)性的。第2頁,共61頁,2024年2月25日,星期天另一種是起伏干擾,它主要來源于有源器件中電子或載流子運動的起伏變化,如電阻的熱噪聲:天線輻射等原因造成的干擾,它對已調波信號造成的影響是連續(xù)的。在此主要研究起伏干擾的影響。起伏干擾是各態(tài)歷經的平穩(wěn)高斯白噪聲干擾。高斯噪聲是指它的概率密度函數為正態(tài)分布;白噪聲是指它的功率譜密度為均勻分布;平穩(wěn)是指其概率密度函數與時間無關;各態(tài)歷經是指其統(tǒng)計平均與時間平均相等。調制系統(tǒng)抗噪聲干擾的性能往往用解調器的抗噪聲干擾能力來衡量。解調器抗噪聲干擾性能的模型如圖9.1所示。第3頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.1解調器抗噪聲性能模型第4頁,共61頁,2024年2月25日,星期天已調波信號us(t)與噪聲n(t)在信道中疊加。在接收端經過帶通濾波器,濾除帶外噪聲,加在解調器輸入端的是有用信號usi(t)和窄帶噪聲ni(t)。解調器輸出信號為uso(t),輸出噪聲為no(t)。描述解調器抗噪聲干擾的能力用信噪比增益G表示。G的定義為輸出信噪比輸入信噪比(9.1―1)第5頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

2.振幅調制系統(tǒng)的抗噪聲性能

(1)雙邊帶調制系統(tǒng)的抗噪聲性能。雙邊帶信號用同步檢波器進行解調。解調器的輸入信號為

usi(t)=uΩ(t)·cosωCt

其平均功率等于輸入的窄帶噪聲第6頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

nc(t)和ns(t)為窄帶隨機噪聲的正交分量。ni(t)的單邊功率譜分布如圖9.2(a)所示。nc(t)、ns(t)的單邊功率譜分布如圖9.2(b)所示。輸入噪聲的平均功率(9.1―2)

BDSB是濾取雙邊帶信號的帶通濾波器帶寬,n0是噪聲功率譜密度。輸入信噪比(9.1―3)第7頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.2窄帶噪聲單邊功率譜第8頁,共61頁,2024年2月25日,星期天由于信號與噪聲是不相關的,所以輸出信號的平均功率和輸出噪聲的平均功率可分開計算。輸出信號的平均功率輸出噪聲的平均功率因此,輸出信噪比信噪比增益(9.1―4)(9.1―5)第9頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

(2)單邊帶系統(tǒng)抗噪聲性能。同步檢波器輸入的是單邊帶信號因此第10頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

BSSB是單邊帶調制系統(tǒng)的帶寬。輸入信噪比(9.1―6)輸出信噪比(9.1―7)則單邊帶調制系統(tǒng)的信噪比增益(9.1―8)第11頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

(3)AM調制系統(tǒng)抗噪聲能力。AM調幅系統(tǒng)檢波器的輸入信號為(9.1―9)

BAM是AM系統(tǒng)的帶寬。輸入信噪比第12頁,共61頁,2024年2月25日,星期天檢波器的輸出電壓在檢波器電壓傳輸系數等于1時

uo(t)=Usi+kuΩ(t)+nc(t)

輸出信號的平均功率輸出的噪聲平均功率由此可得輸出信噪比(9.1―10)所以,在強信號的情況下,AM系統(tǒng)的信噪比增益第13頁,共61頁,2024年2月25日,星期天當kuΩ(t)=maUsif(t),ma=1,f(t)=cosΩt時(9.1―11)第14頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

3.頻率調制系統(tǒng)抗噪聲干擾性能鑒頻器輸入信號為調頻信號輸入信號的平均功率輸入噪聲平均功率BFM是調頻系統(tǒng)的帶寬。第15頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

(1)信號比噪聲強得多的情況:輸入信號與噪聲相加的和信號為和信號、輸入信號、輸入噪聲之間的矢量關系可用圖9.3所示的矢量圖來表示。由圖可見由于Usi>>Uni,所以第16頁,共61頁,2024年2月25日,星期天則和信號的相位圖9.3高信噪比輸入信號與噪聲的矢量合成第17頁,共61頁,2024年2月25日,星期天輸出噪聲與和信號相位噪聲之間是微分關系。根據微分信號功率譜密度的公式,可知輸出噪聲的功率譜密度等于2Ω2n0,它與頻率成平方的關系,如圖9.4所示。因此鑒頻器輸出噪聲的平均功率由此可得鑒頻器的輸出信噪比為(9.1―13)第18頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.4鑒頻器輸出噪聲功率譜第19頁,共61頁,2024年2月25日,星期天由于調頻指數mf=Δωm/Ω,調頻信號的帶寬BFM=2(mf+1)Ω,所以,從上式可導出輸出信噪比(9.1―14)(9.1―15)鑒頻器的信噪比增益第20頁,共61頁,2024年2月25日,星期天當mf=5時,信噪比增益等于450。顯然,調頻系統(tǒng)抗噪聲干擾的能力大大優(yōu)于調幅系統(tǒng)。下面對調頻系統(tǒng)和AM調幅系統(tǒng)的抗噪聲干擾性能做一個具體的比較。為了對兩種系統(tǒng)的信號加以區(qū)分,分別加下綴AM和FM以示區(qū)分。根據(9.1―9)式,可知AM系統(tǒng)的輸入信號功率等于當kuΩ(t)=UsiAMmaf(t),ma=1,f(t)=cosΩt時第21頁,共61頁,2024年2月25日,星期天調頻系統(tǒng)的輸入信號功率假設調頻系統(tǒng)與調幅系統(tǒng)的輸入信號功率相等。即SiAM=SiFM。則AM調幅系統(tǒng)的輸出信噪比(9.1―16)第22頁,共61頁,2024年2月25日,星期天在單一頻率調制情況,BAM=2Ω,則把調頻系統(tǒng)輸出信噪比式(9.1―13)與調幅系統(tǒng)輸出信噪比式(9.1―16)相比得(9.1―16)(9.1―17)第23頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

(2)信號比噪聲弱得多的情況:在這種情況下,輸入信號usi、輸入噪聲ni以及它們的和信號usi+ni之間的矢量關系可以用圖9.5表示。由圖可求得由于Uni>>Usi,則得和信號的相位由此可得鑒頻器的輸出電壓(9.1―19)第24頁,共61頁,2024年2月25日,星期天由于(9.1―19)式中兩項均為噪聲,信號被噪聲擾亂而無法提取,這也是噪聲門限效應。噪聲門限值的大小與調頻指數mf大小有關,mf越大,噪聲門限值越高。當輸入信噪比低于噪聲門限時,輸出信噪比就會急劇下降,從而無法實現解調。輸出信噪比與輸入信噪比的關系可以用圖9.6描述。圖中示出了DSB系統(tǒng)輸出信噪比與輸入信噪比的關系,它是通過原點的一條直線,不存在門限效應。第25頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.5低信噪比輸入信號與噪聲的矢量合成第26頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.6信噪比改善與噪聲門限第27頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.7高頻分量的提升與恢復

(a)預加重電路;(b)去加重電路第28頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

9.1.2其他方面

1.信號帶寬調頻系統(tǒng)噪聲性能的改善完全是依靠增加帶寬換取的。由于調頻系統(tǒng)占用的帶寬寬,因而這種系統(tǒng)只適用于在高頻以上的波段工作。為了節(jié)約頻帶,解決電臺擁擠問題,許多情況仍采用AM調制或單邊帶調制。第29頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

2.發(fā)射機的功率電平由于調頻信號是等幅波,它的最大功率就是平均功率,所以調頻系統(tǒng)可充分利用發(fā)射管。而調幅系統(tǒng),當ma=1時,最大功率約等于平均功率的2.7倍,這樣發(fā)射管的選取應按最大功率要求。而工作過程中,大部分時間都處于平均功率狀態(tài),因此發(fā)射管不能充分利用。此外,調幅信號振幅變化,對發(fā)射管的耐壓也提出了較高的要求。調幅發(fā)射機的調試往往由于工作的不慎,很易引起發(fā)射管的損壞,因此也給使用帶來許多不便。第30頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

3.設備復雜情況一般情況下,調頻系統(tǒng)比調幅系統(tǒng)要復雜,技術難度要高。調頻接收機成本相應也要高。第31頁,共61頁,2024年2月25日,星期天9.2調頻廣播從表9.1可以看出,調頻廣播在音樂傳送質量上大大優(yōu)于調幅廣播。所以,高質量的音樂廣播都采用頻率調制體制。目前,調頻廣播又分成單聲道的調頻廣播和多聲道的立體聲廣播。1958年美國開播立體聲調頻廣播。我國近幾年來,一些城市也正式開辟了立體聲調頻廣播。下面以調頻立體聲廣播為例,介紹頻率調制的應用。第32頁,共61頁,2024年2月25日,星期天表9.1調幅廣播與調頻廣播比較第33頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

9.2.1立體聲人的耳朵有聽覺定位的能力。這是由于一個聲源發(fā)出的聲波,經信道送入人的兩只耳朵的聲波存在著強度差、時間差和音色差。這種差別作用于人的中樞神經,從而判出聲源的位置。這種聽覺定位功能,使人們生活中隨時感受到的是立體空間的聲響效果,這就是立體聲。第34頁,共61頁,2024年2月25日,星期天聽覺定位特性可通過如下的一些實驗實例說明。經測定,在人的正前方水平面上,人耳聽覺定位的準確度一般在10°~15°,靈敏的人定位精度可達3°,后方定位能力較差。在人的正前方左右兩側放置兩個等距離的聲源,當從兩個聲源發(fā)送出的聲波分別傳入人耳的強度差、時間差、音色差均為零時,聽覺定位結果,聲音如同來自于正前方的一個聲源。這個等效聲源叫聲像,如同圖9.8所示。第35頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.8雙揚聲器等效聲像示意圖第36頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

9.2.2雙聲道調頻立體聲信號的發(fā)射

1.雙聲道調頻立體聲廣播的制式雙聲道立體聲發(fā)射系統(tǒng)先將聲源的全部信息分成左(L)、右(R)兩路聲頻信號,然后再將兩路聲頻信號經過處理后,在發(fā)射機中被調制在載波上發(fā)送出去。雙聲道立體聲接收重放系統(tǒng)則把接收到的立體聲廣播信號經過解調恢復成左、右兩路聲頻信號,再將它們分別送到位于收聽者左前方和右前方的兩套獨立的揚聲器。左、右兩路信號的強度差、時間差、音色差就會使收聽者感受到立體聲的空間效果。第37頁,共61頁,2024年2月25日,星期天雙聲道立體聲廣播系統(tǒng)首先要解決的問題是如何拾取左、右雙聲道信號。通常采用的方法有AB制、XY制、MS制、假人頭制等等。各種拾取方法各有其優(yōu)缺點。采用哪種方法,要根據錄制的要求和節(jié)目的內容而定。立體聲廣播系統(tǒng)要解決的第二個問題是左(L)、右(R)聲道信號的傳輸問題,也就是立體聲廣播的制式問題。第38頁,共61頁,2024年2月25日,星期天制式選取的原則,第一是要有兼容性。即立體聲廣播接收機可以接收單聲道廣播信號,而無立體聲效果。單聲道廣播接收機可接收立體聲廣播信號,實現單聲道收音。第二是要保證左右兩路聲頻信號高質量的傳輸,在接收機中能高質量的重現。第三是制式的實現技術不太困難,設備不太復雜,成本低,價格是收聽者能接受的。第39頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

2.導頻制調頻立體聲廣播信號

AM-FM制調頻立體聲的基帶信號包括4個部分。第一部分是和信號M=R+L,由于它包含了全部的信息,所以把它叫主信道,它占據的頻帶寬度等于15kHz.第二部分是差信號的抑制載波雙邊帶調制信號,即DSB信號,(L-R)×cosω0t。ω0是副載波的角頻率,其值等于2π×38×103rad/s。稱這部分信號叫副信道,它占據的帶寬等于30kHz(±15kHz)。第三部分是導頻信號,它的頻率等于1/2副載波頻率,其值等于19kHz。第40頁,共61頁,2024年2月25日,星期天第四部分是輔助通信廣播信號,簡稱為SCA廣播。SCA廣播是利用頻率等于67kHz的副載波傳送各種輔助通信業(yè)務,如氣象、教育、宗教、經濟、交通等特別節(jié)目。我國上海、西安等城市利用SCA廣播發(fā)布股票行情信息。SCA廣播采用FM調制,占據的頻帶寬度等于16kHz(±8kHz),即最低頻率為59kHz,最高頻率為75kHz。這四部分信號的頻譜分布如圖9.9所示。第41頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.9具有SCA廣播的調頻立體聲信號頻譜分布示意圖第42頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

3.調頻立體聲廣播信號的發(fā)射調頻立體聲廣播發(fā)射機的框圖如圖9.10所示。左、右聲道語言或音樂信號的能量通常集中在200~15000Hz頻率范圍內。頻率越高,信號的能量越小。從前面分析已知鑒頻器輸出的噪聲功率譜密度在帶內與頻率的平方成正比,所以,低頻和中頻的信噪比高,高頻信噪比低。為了提高高頻分量的信噪比,左右聲道信號首先經過預加重電路,將高頻分量提升。第43頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.10調頻立體聲發(fā)射機框圖第44頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

9.2.3雙聲道調頻立體聲信號的接收雙聲道調頻立體聲接收機的框圖如圖9.11所示。與單聲道調頻接收機比較,它的不同之處一是調頻立體聲接收機在頻率檢波之后有一個立體聲解碼電路,它的作用是形成左、右兩聲道的信號;二是雙聲道調頻立體聲接收機低頻部分是兩路,它們分別把左、右聲道的信號放大后,送給各自的揚聲器。第45頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.11調頻立體聲接收機框圖第46頁,共61頁,2024年2月25日,星期天下面僅就雙聲道調頻立體聲解碼的方法做一個簡要的介紹。目前廣泛采用的是時間分離式(又稱開關式)解碼電路,其框圖如圖9.12所示。經頻率檢波器檢波得到雙聲道復合信號

(L+R)+(L-R)·cosω0t=L(1+cosω0t)+R(1-cosω0t)

第47頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.12時間分離式解碼電路框圖第48頁,共61頁,2024年2月25日,星期天式中,1+cosω0t和1-cosω0t相差180°,所以R、L的數值也相差180°。當ω0t=0時,L(1+cosω0t)=2L,R(1-cosω0t)=0;當ω0t=π時,L(1+cosω0t)=0,R(1-cosω0t)=2R。可見,在相角ω0t等于0,2π,4π,…,2nπ各點的復合信號值等于左聲道的信號值;在ω0t等于π,3π,5π,…,(2n+1)π各點的復合信號值等于右聲道的信號值。如左聲道是正弦波信號,右聲道是方波信號,則復合信號的波形如圖9.13所示。第49頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.13立體聲復合信號第50頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.14是用斬波器實現的立體聲解碼電路。晶體二極管VD1、VD2、VD3、VD4組成一個斬波電路,副載波電壓u0經調諧放大器放大,經變壓器耦合輸出。us是立體聲復合信號。由于u0us,所以二極管的導通狀態(tài)基本上是u0決定的。u0的正半周,VD1、VD2導通,VD3、VD4截止,A點電壓等于us,經RC網絡平滑取出左聲道信號;u0的負半周,VD1、VD2截止,VD3、VD4導通,B點電壓等于us,經RC網絡平滑取出右聲道信號。第51頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.14立體聲解碼電路第52頁,共61頁,2024年2月25日,星期天

38kHz副載波信號是通過副載波恢復形成電路得到的。目前,廣泛采用鎖相方法。這部分電路的原理將在后續(xù)章節(jié)中介紹。在此僅給出副載波恢復電路的框圖,如圖9.15所示。立體聲復合信號通過緩沖放大器和19kHz帶通濾波器,取出19kHz導頻信號。第53頁,共61頁,2024年2月25日,星期天圖9.15副載波恢復電路框圖(ULN―3809A內部框圖)第54

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