《模擬電子技術(shù)》課件第8章

8.1振幅調(diào)制的基本原理

8.1.1普通調(diào)幅信號

1.普通調(diào)幅波的定義

振幅調(diào)制（AmplitudeModulation，AM）簡稱為調(diào)幅，所謂普通調(diào)幅波就是標(biāo)準(zhǔn)的振幅調(diào)制波，它的定義是：高頻載波的振幅完全按照調(diào)制信號規(guī)律變化而變化。（8－1）式中，k為比例系數(shù)，通常由調(diào)制電路決定。

2）單音信號調(diào)制情況

（1）已調(diào)信號的表達(dá)式所謂單音信號調(diào)制，即uΩ(t)=UΩmcosΩt，代入式（8－1）得單音調(diào)制時的表達(dá)式為(8－2)（2）已調(diào)信號的波形、頻譜和帶寬根據(jù)式（8－2）可定量畫出單音調(diào)制時的普通調(diào)幅波的波形如圖8－1所示。

從圖中可知，普通調(diào)幅波的振幅（亦稱包絡(luò)）完全反映調(diào)制信號變化規(guī)律，即已調(diào)信號已經(jīng)攜帶了調(diào)制信號的全部信息；振幅變化的最大值為Ucm(1+ma)，最小值為Ucm(1-ma)，顯然，ma必須小于或等于1，否則將出現(xiàn)如圖8－2所示的過調(diào)制失真。圖8－1普通調(diào)幅波形圖圖8－2過調(diào)制失真示意圖將式（8－2）用三角函數(shù)展開：（8－3）上式表明，單音調(diào)制時調(diào)幅波的頻譜由三個頻率分量組成，一是角頻率為ωc的載波分量；其余兩個角頻率分別為(ωc+Ω)和(ωc-Ω)的上、下邊頻分量，它們分別把低頻調(diào)制信號的頻譜不失真地搬移到了高頻載波頻率的兩邊，即上、下邊頻分量都分別攜帶了調(diào)制信號的全部信息，整個調(diào)幅信號的頻譜圖如圖8－3所示。圖8－3單音調(diào)制時的普通調(diào)幅信號頻譜根據(jù)圖8－3的頻譜結(jié)構(gòu)，可方便地求得調(diào)幅信號的帶寬為（8－4）可見，普通調(diào)幅信號的帶寬是調(diào)制信號帶寬的兩倍，因此普通調(diào)幅波的頻帶利用率不高。（3）已調(diào)信號的功率根據(jù)式（8－3）可知，整個普通調(diào)幅信號總的平均功率是由載波功率和邊帶（頻）功率兩部分組成。若設(shè)負(fù)載電阻為RL，則載波功率為（8－5）邊帶（頻）功率為（8－6）所以，調(diào)幅波總的平均功率為（8－7）

3）復(fù)雜信號調(diào)制情況

（1）表達(dá)式和波形實(shí)際調(diào)制信號都是具有一定頻率范圍的復(fù)雜信號，其傅立葉級數(shù)展開的一般式為：其中，(8－8)圖8－4復(fù)雜信號的普通調(diào)幅波波形

(a)調(diào)制信號；(b)調(diào)幅信號波形圖8-5復(fù)雜信號調(diào)制時的普通調(diào)幅波頻譜圖

3.普通調(diào)幅波的實(shí)現(xiàn)模型

根據(jù)式（8－1），可畫出兩種普通調(diào)幅波的實(shí)現(xiàn)模型分別如圖8－6（a）、（b）所示。

從上述分析可知，調(diào)幅波的實(shí)質(zhì)是將原始調(diào)制信號的頻譜不失真地從低頻搬移到高頻。根據(jù)三角函數(shù)特性可知，這種線性頻譜搬移是兩個信號相乘的結(jié)果。因此，調(diào)幅波實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵是相乘器。圖8－6普通調(diào)幅波的實(shí)現(xiàn)模型8.1.2抑制載波的雙邊帶調(diào)制信號

在普通調(diào)幅波中，不攜帶調(diào)制信號信息的載波分量占有整個已調(diào)信號的大部分功率，從傳輸信息的角度看，載波分量是無用的，完全可以將其抑制掉，而只傳輸攜帶調(diào)制信號信息的兩個邊頻分量，這樣可大大節(jié)省發(fā)射功率，提高功率利用率。這種僅傳輸兩個邊帶分量的調(diào)幅信號，稱為抑制載波的雙邊帶調(diào)制信號，簡稱為雙邊帶調(diào)制（DoubleSidebandModulation，簡稱DSB）。

1.雙邊帶調(diào)制信號的基本特性

將普通調(diào)幅波中的載波抑制掉就能得到雙邊帶調(diào)幅波，因此，雙邊帶調(diào)制信號的一般表達(dá)式可表示為（8－10）為了分析簡單，設(shè)調(diào)制信號為單音，則表達(dá)式為(8－11)根據(jù)式（8－11）可畫出單音調(diào)制的DSB波形及頻譜圖分別如圖8－7（a）、（b）所示。圖8－7單音調(diào)制DSB的波形及頻譜圖

（a）單音調(diào)制DSB波形；（b）單音調(diào)制DSB頻譜從圖（a）中可以看出，雙邊帶調(diào)制信號波形中的載波相位隨調(diào)制信號的極性改變而有180°的突變。盡管DSB波形的包絡(luò)已不完全反映調(diào)制信號的規(guī)律，但從圖（b）的頻譜圖可知，它仍然保持對調(diào)制信號頻譜的線性搬移，是調(diào)幅信號的一種。

從圖8-7（b）的頻譜圖可得出DSB的帶寬與普通調(diào)幅波一樣，為調(diào)制信號帶寬的兩倍。而DSB的功率只有邊帶功率，沒有載波功率，即：（8－12）

2.DSB的實(shí)現(xiàn)模型

根據(jù)式（8－10）可得到DSB的實(shí)現(xiàn)模型，如圖8－8所示。從模型圖可知，作為線性的頻譜搬移電路，相乘器仍是實(shí)現(xiàn)雙邊帶調(diào)制電路的關(guān)鍵器件。圖8－8DSB的實(shí)現(xiàn)模型8.1.3抑制載波的單邊帶調(diào)制信號

從上述分析可知，雙邊帶調(diào)制盡管節(jié)省了發(fā)射功率，提高了功率利用率，但其頻帶利用率與普通調(diào)幅波一樣較低。從不失真地信息傳輸觀點(diǎn)看，雙邊帶調(diào)制信號的兩個邊頻分量都攜帶了調(diào)制信號的全部信息。因此，可進(jìn)一步抑制其中的一個以節(jié)省頻帶，這樣就得到了抑制載波的單邊帶調(diào)制信號，簡稱單邊帶調(diào)制（SingleSidebandModulation，簡稱SSB）。

1.單邊帶調(diào)制的基本特性

與雙邊帶調(diào)制類似，單邊帶調(diào)制仍然延續(xù)了振幅調(diào)制的最基本特性，即線性的頻譜搬移，現(xiàn)仍以單音調(diào)制為例加以說明。

單音調(diào)制時SSB的上邊帶或下邊帶的表達(dá)式可從式（8－11）的DSB中得到或（8－13）其波形和頻譜分別如圖8－9（a）、（b）所示。圖8－9單音調(diào)制時SSB的波形和頻譜

（a）波形圖;（b）頻譜圖因?yàn)槿サ粢粋€邊帶，所以SSB的帶寬為DSB和AM的一半，即等于原始調(diào)制信號的帶寬：BWSSB=F（單音調(diào)制）或BWSSB=Fmax（復(fù)雜信號調(diào)制）。圖8－10濾波法實(shí)現(xiàn)SSB模型

2.SSB的實(shí)現(xiàn)模型

單邊帶調(diào)制有兩種實(shí)現(xiàn)模型。一種稱為濾波法，它是先產(chǎn)生雙邊帶調(diào)制信號，然后通過帶通濾波器取出其中的一個邊帶信號，濾除另一個邊帶信號，最后得到所需的SSB信號。其實(shí)現(xiàn)模型如圖8－10所示。

另一種稱為相移法，它可根據(jù)表達(dá)式推得。由式（8－13）得或由此可見，單邊帶調(diào)制信號實(shí)際是由兩個正交（相位差90°）的雙邊帶信號疊加而成，由此得到相移法實(shí)現(xiàn)SSB的電路模型如圖8－11所示。盡管此模型用單音調(diào)制推得，但對復(fù)雜信號調(diào)制同樣成立。圖8－11相移法實(shí)現(xiàn)SSB的模型 8.2振幅調(diào)制電路

8.2.1高電平調(diào)幅電路

在調(diào)幅廣播發(fā)射機(jī)中通常采用高電平調(diào)制，高電平調(diào)制主要產(chǎn)生普通調(diào)幅波，它的主要特點(diǎn)是在滿足線性調(diào)制要求的同時，能高效率地輸出足夠大的已調(diào)信號功率。在實(shí)際應(yīng)用中，廣泛采用高效率的丙類諧振功率放大器來實(shí)現(xiàn)。圖8－12基極調(diào)幅電路

2.諧振功放的集電極調(diào)幅電路

與基極調(diào)幅原理類似，當(dāng)諧振功放工作在過壓狀態(tài)，并且調(diào)制信號與集電極電源疊加時，就能實(shí)現(xiàn)集電極調(diào)幅。集電極調(diào)幅的實(shí)際電路如圖8－13所示。圖8－13集電極調(diào)幅電路8.2.2低電平調(diào)幅電路

在振幅調(diào)制電路中，低電平調(diào)制主要用來實(shí)現(xiàn)雙邊帶調(diào)制和單邊帶調(diào)制，其性能上主要考慮調(diào)制的線性度和強(qiáng)抑制載波的能力。振幅調(diào)制的實(shí)質(zhì)是線性的頻譜搬移，通?？捎孟喑似鲗?shí)現(xiàn)。因此，在實(shí)際應(yīng)用中，廣泛采用由集成模擬乘法器構(gòu)成的調(diào)制電路。

1.模擬乘法器的工作原理

圖8－14所示為雙差分模擬乘法器的原理圖。根據(jù)差分放大電路的傳輸特性可知：（8－14）則電路總的輸出電流為（8－15）（8－16）圖8－14雙差分模擬乘法器的原理圖（8－17）（8－18）（8-19）（8-20）由上述分析可知，在第一種情況下，只有當(dāng)輸入信號很小時，才能實(shí)現(xiàn)兩個信號的近似相乘；而第二種情況，也只有當(dāng)uX很小時，能實(shí)現(xiàn)兩個信號的特殊相乘關(guān)系。因此，作為實(shí)用線性的頻譜搬移電路，在實(shí)際電路中還需要對輸入信號進(jìn)行線性動態(tài)范圍的擴(kuò)展。通常有兩種做法，一是將兩個輸入信號的線性動態(tài)范圍都進(jìn)行擴(kuò)展，由此得到近似理想的模擬乘法器，根據(jù)這個原理制成的典型集成模擬乘法器有MC1595、BG314等；二是只對uY進(jìn)行線性的動態(tài)范圍擴(kuò)展，并由此得到的典型集成模擬調(diào)制器有MC1496、MC1596等。

2.實(shí)際應(yīng)用電路

由集成模擬調(diào)制器MC1496構(gòu)成的雙邊帶調(diào)制電路如圖8－15所示。圖8－15

MC1496構(gòu)成的雙邊帶調(diào)制電路（8－21）（8－22）因此，在輸出端無需帶通濾波器，就能輸出雙邊帶調(diào)制信號。圖8－16

MC1595構(gòu)成的雙邊帶調(diào)制電路 8.3振幅解調(diào)電路

8.3.1同步檢波電路

同步檢波又稱為相干檢波，它適合于任何振幅調(diào)制波（AM、DSB和SSB）的解調(diào)，但主要用來解調(diào)DSB和SSB信號。圖8－17所示是同步檢波的原理圖，它是由乘法器和低通濾波器組成。圖8－17同步檢波的原理圖（1）DSB信號的解調(diào)設(shè)單音調(diào)制的DSB信號為則乘法器的輸出：

通過低通濾波器濾除2ωc的高頻分量，即得原來的調(diào)制信號，即實(shí)現(xiàn)解調(diào)。

（2）SSB信號的解調(diào)設(shè)單音調(diào)制的SSB信號為則乘法器的輸出：通過低通濾波器濾除2ωc的高頻分量，即得原來的調(diào)制信號，即實(shí)現(xiàn)解調(diào)。同步檢波電路同理可以解調(diào)普通調(diào)幅波（AM），但因普通調(diào)幅波本身的包絡(luò)已經(jīng)完全反映了調(diào)制信號的變化規(guī)律，故可以用更加簡單的包絡(luò)檢波器來解調(diào)。

從上述分析可知，同步檢波的關(guān)鍵是產(chǎn)生同步信號，通常在本地產(chǎn)生一個與接收信號載波完全同頻、同相的參考信號是非常困難的。因此，在實(shí)際解調(diào)時，若是DSB信號，一般是將接收到的DSB信號先平方得2ωc分量，然后再分頻提取ωc分量作為同步信號；若是SSB信號，一般采用發(fā)射導(dǎo)頻信號的方法，在接收端采用高選擇性的窄帶濾波器提取導(dǎo)頻信號作為同步信號。圖8－18包絡(luò)檢波器的原理圖8.3.2包絡(luò)檢波電路

1.工作原理

因普通調(diào)幅波的包絡(luò)完全反映調(diào)制信號的變化規(guī)律，所以可采用包絡(luò)檢波電路進(jìn)行解調(diào)。圖8－18所示為二極管包絡(luò)檢波器的原理電路，它是由二極管D和低通濾波器RLC串接組成。圖8－19檢波輸出電壓波形圖由圖可知，輸出電壓uo(t)按ωc作鋸齒波動，并且跟隨調(diào)幅波的包絡(luò)變化；二極管在載波周期內(nèi)大部分時間截止，僅在接近正峰值的一小段的時間導(dǎo)通，導(dǎo)通和截止時間的長短與RLC大小有關(guān)，增大RLC會減小導(dǎo)通時間，使輸出電壓更接近正峰值（包絡(luò)）的變化，同時鋸齒波動也更小。

2.性能指標(biāo)

1）檢波效率

檢波效率亦稱檢波電壓傳輸系數(shù)，它定義為包絡(luò)檢波器的解調(diào)輸出電壓與輸入調(diào)幅波的包絡(luò)之比，用ηd表示，則有：（8－23）所以得到：（8－24）

3.失真

1）惰性失真

從提高檢波效率的角度看，RLC越大越好，但同時也使二極管截止期間的放電速度過慢，甚至?xí)簧陷斎胝{(diào)幅波包絡(luò)的下降速度而產(chǎn)生所謂的惰性失真，如圖8－20所示。

由此可見，加大RLC將受到產(chǎn)生惰性失真的限制?？梢宰C明，二極管包絡(luò)檢波器不產(chǎn)生惰性失真的條件為（8－25）圖8－20惰性失真示意圖

2）負(fù)峰切割失真二極管包絡(luò)檢波器在實(shí)際應(yīng)用中往往通過一個隔直耦合電容CC與下一級放大器相連，如圖8－21（a）所示，這樣就會使檢波器的直流負(fù)載和交流負(fù)載不相等而有可能導(dǎo)致產(chǎn)生所謂的負(fù)峰切割失真，如圖8－21（b）所示。圖8－21負(fù)峰切割失真示意圖

(a)電路；（b）輸入、輸出波形或 8.4混頻電路

8.4.1混頻的基本概念

混頻電路也稱變頻電路（MixerConvertor），是現(xiàn)代通信系統(tǒng)中的重要組成部分?；祛l的作用是不失真地將各種已調(diào)信號的載頻從原來的fc變換到某一個中頻fI，使接收系統(tǒng)更簡單、方便地處理和解調(diào)已調(diào)信號。

從上述混頻的作用可知，混頻電路的實(shí)質(zhì)也是實(shí)現(xiàn)線性的頻譜搬移功能，因此，它同樣可以用相乘器和帶通濾波器來實(shí)現(xiàn)。圖8－22所示為混頻電路的實(shí)現(xiàn)模型，圖中，uL(t)=ULmcosωLt是由本地振蕩器產(chǎn)生的本振信號，相應(yīng)的ωL=2πfL稱為本振角頻率，它與載頻fc和中頻fI的關(guān)系滿足

（8－27a）或（8－27b）其中，滿足式（8－27a）稱為下混頻（或下變頻）；滿足式（8－27b）稱為上混頻（或上變頻）。通常在接收機(jī)中廣泛采用下混頻（下變頻），如調(diào)幅中波廣播接收機(jī)就是采用下混頻，并規(guī)定中頻為465kHz。圖8－22混頻器的實(shí)現(xiàn)模型圖8－23混頻電路的頻譜搬移原理

（a）輸入已調(diào)信號頻譜;（b）混頻器輸出頻譜8.4.2混頻電路

1.二極管雙平衡混頻器

圖8-24所示為二極管雙平衡混頻器，也稱為環(huán)形混頻器。其中，圖（a）為其方框圖；（b）為其組成原理圖。它是由四個（D1~D4）性能一致的二極管組成環(huán)路，它具有本振（L）輸入、射頻（R）輸入和中頻（I）輸出三個端口，Tr1和

Tr2為寬頻帶變壓器。圖8－24二極管雙平衡混頻器

（a）方框圖；（b）原理圖由此解得（8－28）（8－29）圖8-25環(huán)形混頻器的等效電路（8－30）（8－31）圖8－26兩個相差180°的單向開關(guān)函數(shù)合成雙向開關(guān)函數(shù)二極管環(huán)形混頻器的主要性能指標(biāo)是混頻損耗和隔離度，其混頻損耗的理論值約為4dB，實(shí)際一般可達(dá)7dB左右；而隔離度，一般只要保證四個二極管的一致性和變壓器的對稱性，就能使L與R和I端口之間的相互隔離度能達(dá)40dB。另外，二極管環(huán)形混頻器除了用作混頻外，還可應(yīng)用于振幅調(diào)制、解調(diào)等線性頻譜搬移電路。

2.集成模擬乘法器構(gòu)成的混頻器

許多集成模擬乘法器（或調(diào)制器）都可以構(gòu)成混頻器，如MC1496、MC1595、AD831等，有的還利用雙差分模擬相乘原理，制成了專門的混頻產(chǎn)品如MC13143、MAX2680等，這些集成混頻器具有功耗低、頻帶寬（如MC13143的電源電壓范圍為1.8~6.5V，工作電流1mA；工作頻率范圍為DC~2.4GHz）和線性好等特點(diǎn)。圖8－27所示是MAX2680的典型應(yīng)用電路。其中，LO為本振輸入端口，它是一個工作頻率范圍為400~2.5GHz的寬帶口；RF為射頻輸入端口，頻率范圍為400MHz~2.5GHz；IF為中頻輸出端口，頻率范圍為10MHz~500MHz。在實(shí)際應(yīng)用中，射頻端口的輸入阻抗、中頻端口的輸出阻抗以及相應(yīng)的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)參數(shù)可查閱產(chǎn)品資料。圖8－27

MAX2680的典型應(yīng)用電路8.4.3混頻干擾與失真

混頻電路是由非線性器件構(gòu)成，而非線性器件會產(chǎn)生各種干擾和失真。因此，混頻器在對輸入有用信號進(jìn)行頻率變換時，除了產(chǎn)生所需的中頻分量外，也會產(chǎn)生許多無用的頻率分量，其中某些無用分量會非常接近或等于中頻，對有用信號造成干擾；另外，混頻器在輸入有用信號的同時，避免不了會輸入各種干擾信號，有的與有用信號的頻率非常接近，這些干擾信號會和有用信號一起與本振信號進(jìn)行變頻，產(chǎn)生由干擾信號形成的中頻分量，從而對輸出有用的中頻信號產(chǎn)生干擾和失真。

1.混頻干擾

1）干擾哨聲

若假設(shè)調(diào)幅廣播接收機(jī)的混頻器僅輸入頻率為fc的有用信號，考慮混頻器的非線性特性，則混頻器的輸出頻率分量的通式為（8－32）其中，只有p=q=1會產(chǎn)生有用的中頻分量，其余大量的均為無用分量。當(dāng)無用分量中的某些值非常接近于中頻（如只差可聽的音頻頻率F）時，即（8－33）它們都能順利地通過中頻放大器，最后檢波器在檢出有用信號聲音的同時，也會檢出頻率為F的差拍信號所形成的哨叫聲，這種干擾稱為干擾哨聲。

通常滿足式（8－33）中，只有幾個p、q較小的影響較大，其中影響最大的是p=0，q=1，此時fc≈fI。因此，為了避免這個最強(qiáng)的干擾哨聲，接收機(jī)的中頻