電力電子第三版習(xí)題及解答

第1 復(fù)習(xí)題及思考題解信息的弱電信號的變換和處理。其發(fā)展依賴于各種電子器件（二極管、三極管、MOS管、頻電感式鎮(zhèn)流器的10%。高頻變壓器重量、體積比工頻變壓器小得多，可以大大減小鋼、交流（A.C）—直流（D.C）直流（D.C）—交流（A.C）圖1.6(a)所示的開關(guān)電路實(shí)現(xiàn)DC/AC逆變變換的基本CD能否直接獲得理想

圖1.2電力變換類型AB的直流電流是否為無脈動連續(xù)的直 DC/AC逆變電路的可以采用三種脈沖方波；CPWM控制?；驹矸謩eA180°方波。當(dāng)要求輸出交流電的頻f時(shí)，在半周期T212fS1、S4導(dǎo)通，S2、S3阻斷，則逆變電路輸出電vOvCDVDT2時(shí)間內(nèi)S2、S3導(dǎo)通，S1、S4阻斷，則逆變電路輸（－VDvO是fVD1.6(b)所示。對vO進(jìn)行傅立葉分解，得到其基波電壓有效值V14VD

2VD/π流電源的電壓；基波角頻率ω2πf2πT，取決于開關(guān)的工作頻率。其中含有大量的高次諧波經(jīng)LC濾去后，負(fù)載可獲得正弦交流基波電壓v1。B180°180°波控制，但是僅在半周的一部分時(shí)間TonvO(vCD為V4VD

sinθ22V

或V22V

T)

fCPWM控制策略，則交流輸出電壓vO1.6(d)（PWM）的交流電壓，輸出電壓波形vO更接近正弦波且其中諧波電壓的頻率較高，只需要LC濾波就可得到正弦化的交流電壓。其性能遠(yuǎn)優(yōu)于單脈波的方波逆變方案。LdCdPWM控制技術(shù)。I vvV a)b)V S （d）LtKR（c）V(t)跟蹤V*(t)圖1.101.10(a)電路中，周期性的控制四個開關(guān)管的通、斷狀態(tài)，在一個開關(guān)周期TK中，可輸出圖1.10（b）PWM矩形波電壓vo(t)(LMNRTonDTK期間電壓vAB(tVDToffTKTon1D)TK期間vAB(t0TKvo(t的平均值為VoVDTonTKDVDEFHG。若開關(guān)管通、斷狀態(tài)轉(zhuǎn)換的開關(guān)頻率fK1TKTKTonVD的電壓(LMNR與脈寬為TKDVD(EFHG采樣控制理論中的脈沖量等效原理是：兩個波形不同的窄脈沖電壓v1(t)(LMNR)v2(t)(EFHG，只要在同一時(shí)期TK中，其脈沖量積分值v(t)dtRL電路時(shí)的響應(yīng)是等效的，因此開關(guān)電路在整個開關(guān)周期TK時(shí)期中輸出的vo(tDVD，歷時(shí)TK的電壓瞬時(shí)值(EFHG。如果要求開關(guān)電路輸出圖1.10（c）中v*t所示波形的指令電壓，即在ttK瞬間指令電壓為v*tK，則在以tK 中心的一個開關(guān)周期TK中，控制開關(guān)管的通、斷狀態(tài)及其導(dǎo)通、關(guān)斷時(shí)間，使占空比D(t)DKTonTK，使平均電壓Vo(t)Vo(tK)D(tVDVDTonTKV*(tK，即TKD(tV*(tKVD1.10（a）S1、S2、S3、S4的通斷狀態(tài)，使Ton=D(tTKToff1（t]TK，即可使輸出電壓跟蹤任意頻率、波形、相位的指令電壓值v*t)。1.10（a）所示開關(guān)型變流器也能向電網(wǎng)輸出任意波形的指令電流i*(t。為此，原理上只要在控制系統(tǒng)中設(shè)置一個電流閉環(huán)控制環(huán)節(jié)，實(shí)時(shí)檢測輸出電流io(t)并與指令值i*(t相比較，將差值ii*(ti(t經(jīng)電流調(diào)節(jié)器輸出一個控制電壓VcD 當(dāng)i(ti*(t時(shí)，控制電壓VcD增大，導(dǎo)致Vo(tio(t加大，使io(t i*(ti(t)i*(ti(t)i*(tVcD io(tio(t跟蹤指令值i*(ti(t)i*(t D值，就可使開關(guān)電路輸出指令所要求的任意頻率、波形、相位的電流io(t。第2 復(fù)習(xí)題及思考題解PN結(jié)單向?qū)щ姷幕驹砗挽o態(tài)伏-答：PN結(jié)——半導(dǎo)體二極管在正向電壓接法下（簡稱正偏Ee0.3V導(dǎo)通狀態(tài)（通態(tài)）的開關(guān)。PN結(jié)——半導(dǎo)體二極管在反向電壓接法下（簡稱反偏）IRISPN結(jié)呈現(xiàn)出單向0.5V0.2V，當(dāng)外加電壓大于Vth后內(nèi)電場被大大削弱，電流才會迅速上升。二極管外加反向電壓時(shí)僅在當(dāng)外加反向電壓VR不超過某一臨界擊穿電壓值VRBRIRISIS是很小的。但是當(dāng)外加反向電壓VR超過VRBR后二極管被電擊穿，反向電流迅速增加。PNC，二極管從導(dǎo)通狀態(tài)（C很大存儲電荷多）態(tài)時(shí)，PN結(jié)電容存儲的電荷Q并不能立即消失，二極管電壓仍為VD≈1～2V，二極管仍然失，二極管兩端電壓VD降為零。這時(shí)二極管才恢復(fù)反向阻斷電壓的能力而處于截止?fàn)顟B(tài)，IS。因此，二極管正向?qū)щ婋娏鳛榱愫笏⒉荒芰⒓淳哂凶钄喾聪螂妷旱哪芰Γ仨氃俳?jīng)歷一段反向恢復(fù)時(shí)間trr后才能恢復(fù)其說明半導(dǎo)體電力三極管BJTBJTIB（已知三極管的電流放大系數(shù)βI

ICS。這時(shí)三極管

0處于最小等效電阻、飽和導(dǎo)電狀態(tài)，可以看作是一個閉合的開關(guān)。BJT處于斷態(tài)的條件是：IBIB0BJT的等效電阻近似為無限大而電力晶體管BJT的四個電壓值BVCEX、BVCES、BVCER和BVCEO的定義是什么？其大小BVCEX定義為基極反偏時(shí)，三極管集-射極電壓擊穿值；

0時(shí)，三極管集-BVCER為基極接有電阻短路時(shí)的集-BVCEO為基極開路時(shí)集-

BVCERBVCEOp36-37；應(yīng)回答出承受正向壓、門極加驅(qū)動電流時(shí)的管子內(nèi)部的正反饋過程，使α1α2不斷增大，最后使α1α21IA很大，晶閘管變成通態(tài)；

I01(αα

dvdtIHK之間的電壓VAK直流電源電壓VS＝220VTR＝20ΩL=1H，晶R＝20Ω，觸發(fā)脈沖的寬度為300μs1KΩILIH

L

Ri(tVst300usi(t65.8mAIL55mA1KΩ電阻后，有iRR'215.7mAIH22mAI

1(αα

PNIo隨結(jié)溫增大，導(dǎo)通IA10A15A10A15A10A15.7A的直流負(fù)載說明GTO的關(guān)斷原理GTOT2a2GTO處于a2a1減小，使iC1ICIA說明P－MOSFET柵極電壓VGS控制漏極電流ID的基P-MOSFET漏－源極間電壓VDS為零、柵－源極之間電壓VGS也為零時(shí)，NP型半導(dǎo)體之間D-SDS之間有外加電壓VDS時(shí)，如果柵極、源極外加電壓VGS=0D(N1)S(N2)PN結(jié)(PN1、PN2)，無論VDS是正向電壓還是負(fù)電壓，都PN結(jié)反偏，故漏－源極之間也不可能導(dǎo)電。當(dāng)柵、源極之間外加正向電壓VGS＞0VGSG-PPGGPN型半導(dǎo)體表層，柵極下由柵極正電位所形成的ID。在VGS=0VDSID=0，僅在VGS增大到VGSVGSthG-P之IDG和源極S之間外加電壓VGSID作為開關(guān)使用時(shí)P－MOSFETBJT、SCR、GTO、P－MOSFET、IGBT、MCT（或驅(qū)動）電流（或電壓） P– MCT的對 0則關(guān)斷（全控器件P–（控器件通態(tài)壓降態(tài)損耗大（21答：21世紀(jì)電力電子開關(guān)器件最可能的重大技術(shù)發(fā)展是將半導(dǎo)體電力開關(guān)器件與其驅(qū)動、PICPIC將使電力電子技術(shù)第3 復(fù)習(xí)題及思考題解D是什么？推證圖3.1(c)所示脈寬時(shí)間為Ton、脈寬角度為θ、周期為TS、幅值為VS的方波脈沖電壓vO(t)的直流平均值及各次諧波的幅值。圖 Buck變換器電路結(jié)構(gòu)及降D是開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間Ton與開關(guān)周期TS3.1(c)中方波脈沖電壓vO(t)V(ωt)DV Ssin(nDπ) n1

VDV

θ)

脈沖寬度調(diào)制PWM和脈沖頻率調(diào)制PFMPWM，保持TS不變（開關(guān)頻率不變，改變Ton調(diào)控輸出電壓PFM。保持Ton不變，改變開關(guān)頻率或周期調(diào)控輸出電壓。PWMPWM開關(guān)時(shí)，輸出電壓中諧波的頻率PFM控制較容易實(shí)現(xiàn)。Buck變換器中電感電流的脈動和輸出電壓的脈動與哪些因數(shù)有關(guān)，試從物理上給以解 L、開關(guān)頻率、輸入電壓、輸出電壓VO L、電容量C、開關(guān)頻率、輸出電壓VOL、電容量C大其濾波效果越好，而開關(guān)頻率越高，濾波電感的交流阻抗ωL0ω

BuckM答：BuckMDIO的L、開關(guān)頻率fS以及電壓VO等有關(guān)。3.2(a)、3.5(a)IL0L的磁通CC答：電路處于穩(wěn)態(tài)時(shí)，在一個開關(guān)周期內(nèi)電感電流的增量IL0L的磁通增量ΔΨ0，因?yàn)槿绻粋€周期內(nèi)電感的磁通增量ΔΨ0，那么電感上的磁通將無法復(fù)位，也L的磁通增量ΔΨ0C0C端電壓的增量也而電容端電壓增量

ΔQ，故電容C0Buck變換器中電流臨界連續(xù)是什么意思？當(dāng)負(fù)載電壓VOIO一定時(shí)在什么條件下答：Buck變換器中電感電流臨界連續(xù)是指處于電感電流連續(xù)和電感電流斷流兩種工況的臨界點(diǎn)的工作狀態(tài)。這時(shí)在開關(guān)管阻斷期結(jié)束時(shí)，電感電流剛好降為零。當(dāng)負(fù)載電壓VO、電IOL和提高開關(guān)頻率都可以避免電感電流斷流。答：為了獲得高于電源電壓VS的直流輸出電壓VO，一個T關(guān)斷時(shí)L在其電流減小時(shí)所產(chǎn)生的反電勢eL在電感電流減小時(shí)，eLLdiL/dt為正值)eL與電源電壓VSVS的直流電壓VO，從而實(shí)現(xiàn)直流升壓變換。BoostD接近1BoostD1的情況下工作。同時(shí)，BoostMVO/VS1/(1D也可以看出，當(dāng)D1M接近于無窮大，這顯然與實(shí)際不符，將造成電路無法正常工升壓－降壓變換器（Cuk變換器）答：CukToffTL1T短路，L1L1C1TC2及負(fù)L2電流增大而儲能。在隨后的ToffTL1電流經(jīng)C1DL2D續(xù)流，L2的磁能轉(zhuǎn)化為電能對負(fù)載供電。Cuk變換器的優(yōu)點(diǎn)是僅用一個開關(guān)管使電路同時(shí)具有升、降壓功能；而且該變換器輸入輸出如何理解Cuk變換器中間電容電壓VC1等于電源電壓VS與負(fù)載電壓VO之和，即VC1VSVO？vLd?dtLdidt，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，一個開關(guān)周期TSL1L2電流增量為Cuk電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖可直接得到直流平均電壓VC1VSVO。 、輸出電

NEaVABRaIAB

VKe

K

K

TeKT?I在勵磁電流不變、磁通?VAB、IAB決定。Te的大小和方向，既可使直流電機(jī)在電動機(jī)狀態(tài)下變速運(yùn)行亦可在發(fā)電機(jī)制動狀態(tài)下變3.9(d)所示。答：假定變換器中每個開關(guān)管通斷周期都是TS，多重（m1）是指：在一個TS周期中在一個TS周期中變換器電源側(cè)電流iS(tn次，即iS(tnfS。多重、多相變換DC/DCDC/DCBuck3.11(b)T導(dǎo)通時(shí)經(jīng)變壓器將電源能量直送負(fù)載被稱為正激。但是匝3.12(b)DC/DC變換器，TVdN1繞組，電流i1L1N2的感應(yīng)電勢eDF0D1截止，C提供，CT阻斷的期間，N1N2，感應(yīng)電勢eDF0（反向?yàn)檎鼶1C充電。該變換器TT阻斷的期間才將變壓器電感磁能變?yōu)镈C/DC變換器。具有中間交流環(huán)節(jié)變壓器隔離的半橋、全橋和推挽型DC/AC-AC/DC變換器各有哪些LC濾波器主要濾除高頻諧波，LC濾波器比較小；主電路高頻開關(guān)可以采用軟開第4 復(fù)習(xí)題及思考題解逆變器輸出波形的諧波系數(shù)HF與畸變系數(shù)DF有何區(qū)別，為什么僅從諧波系數(shù)HF還 n nTHD

THD

DF1

DF

(n)2

nDFn

n V1n2,3,4

n2 HF顯示了諧波含量，但它并不能反映諧波分量對負(fù)載的影響程度。很顯然，LC濾波后負(fù)載電壓波形還存在畸變的程度。SCR件工作在高頻狀態(tài)，SCR是一種低頻器件，因此不適合這種工作方式。SCR不能自關(guān)斷。而逆變器的負(fù)載一般是電感、電容、電阻等無源元件，除了特殊場SCR，電路SCR一般不適合用于逆變器中。圖4.2(a)和4.3(a)中的二極管起什么作用，在一個周期中二極管和三極管導(dǎo)電時(shí)間由什圖4.2單相半橋逆變電路及電壓、電流波 圖4.3單相橋式逆變電路及電壓、電流波號和負(fù)載電流iaD。Ldiav(或v，在0t

2期間，對于全橋逆變電路有vabVD對半橋電路vanVD2ia線性上升；在T02tT0期間，全橋電路vabVDvanVD2ia線性下降；故電流ia（SPWM制法缺點(diǎn)是諧波含量不能有效控制；SPWM法既可控制輸出電壓的大小，又可消除低次諧SPWMNM的定義是什么？在高頻載波電壓幅值Vcm和頻率fcVrm和頻率fr為什么能改變逆變器交流輸出基波電壓V1的大小和基波頻率f1SPWM的基本原理是沖量等效原理：大小、波形不相同的窄變量作用于Nfcfr之比：N＝fc/fr；電壓調(diào)制系M是正弦調(diào)制波幅值Vrm和三角波幅值VcmM＝Vrm/Vcm.V1mMVdVrm/Vcm)VdM1,Mf1frfrf1SPWM調(diào)制中，設(shè)載波比遠(yuǎn)大于基波頻率且不過調(diào)制。當(dāng)調(diào)制比相同但載波比不同時(shí)，答：SPWMSPWMSPWMM1，此時(shí)正弦調(diào)制波幅值超過三角制波不再是原來的理想正弦波，而是在正弦波峰處出現(xiàn)平頂?shù)牟ㄐ?，由于V1mMVdVrm/Vcm)Vd，因此逆變器輸出電壓波形也是正弦波峰處出現(xiàn)平頂?shù)牟ㄐ危揝PWM調(diào)制時(shí)，通常令載波比為整數(shù)，這種調(diào)制方式稱為同步調(diào)制。當(dāng)載波比不SPWM中，如果僅用一個三角載波vc，兩個橋臂分別使用反相的正弦參考波vr和vr，是否可以獲得圖4.11所示的相同調(diào)制效果？如果可以，應(yīng)該如何控制開關(guān)管的SPWM中，如果僅用一個三角載波vc，兩個橋臂分別使用反相的正弦參考波vr和vr4.11所示的相同調(diào)制效果。開關(guān)管驅(qū)動脈沖按照下圖產(chǎn)生：_--_---

答：如下圖所示，為單極性倍頻不對稱規(guī)則采樣時(shí)的過程圖，vr與-r是調(diào)制波，vc是周期Ts幅值為±Vm1vr(t1)與-r(t1)，并vr(t1)與-r(t1)tat4t2r(t2)與-vr(t2)r(t2)與-vr(t2)為高作水平tbt5

Ts*vr(t1)TTs*vr(t2

D

vr(t1

，D

vr(t2

T/

T/ 一般情況下，Ta≠Tbt2是不t1t2時(shí)刻進(jìn)行一次采t2對稱，故稱為對稱規(guī)則采樣。 ta tb-4試說明三相電壓型逆變器SPWMVrmVrmfrVar(t)、Vbr(t)、Vcr(t，它們與雙極性三角載波電壓Vc(t相比較產(chǎn)生驅(qū)動信號，控制各個當(dāng)V<V*VR輸出的

增大，M 出電壓V增大到給定值V*；反之當(dāng)V>V*時(shí)，V減小，M值減小，使輸出電壓V V*VRPI調(diào)節(jié)器（無靜態(tài)誤差V＝V* 電源電壓Vd壓V跟蹤并保持為給定值V* 試仿照圖答：如下圖所示，為單極性倍頻不對稱規(guī)則采樣時(shí)的過程圖，vr與-r是調(diào)制波，vc是周期Ts幅值為±Vm1vr(t1)與-r(t1)，并vr(t1)與-r(t1)tat4t2r(t2)與-vr(t2)r(t2)與-vr(t2)為高作水平tbt5

Ts*vr(t1)TTs*vr(t2)

一般情況下，Ta≠Tbt2是不t1t2時(shí)刻進(jìn)行一次采t2對稱，故稱為對稱規(guī)則采樣。 ta tb-4答：在正弦基波調(diào)制波vr中注入三次諧波 得到新的調(diào)制波vr3vrvi3VrmsinωrtVi3msin3ωrt。由于三M＞1，次諧波所以輸出電壓的低頻段將既含有所需vi3

-

4.21vr3A

vrA

vr3

Msin(ωt120

1 ) sinr3B

rB

r3

6

r

v

v

r3C

rC

r3

rVDM可達(dá)1.15600

r

D PWM4-23

3x、y、0在一個周期Ts中各自存在Tx、Ty、T0 x y 0 r 由該式可求出Tx、Ty、T0當(dāng)直流電壓VD一定時(shí)，通過調(diào)節(jié)零矢量作用時(shí)間T0，可調(diào)控輸出電壓大小。T0大，輸出電壓將減小。一定的Tx、Ty、T0決定了輸出電壓V&具有一定的相位角和電壓大小。B

23SV7(11

Tsv2

Tsv1

(1-1-1)AC軸

圖 電壓空間矢量定義與合復(fù)合結(jié)構(gòu)逆變器消除低階諧波的原理是什么？圖4.26(d)中123NpVD3Np

)V

由6段組成，每段

，高度分別

Dp

Dpv(t)

4Vdsin

知圖4.6(d)

n1,3,5,7,

（相位角的起點(diǎn)選在正半波脈寬θ的中點(diǎn)12階梯波的傅立葉答：復(fù)合結(jié)構(gòu)逆變器采用多個三相橋式逆變電路，每個開關(guān)都按1800三相橋逆變電路輸出線電壓都是1200方波。令各個三相橋式逆變器的同一相（A相3、5、7、11、13等低次諧波。3Np4.2612階梯波可以用三個脈寬分別為1800、1200、6003Np

Ns

VD

3Np 的矩形波疊加得到利用式v(t)3Np

n

12 πD

圖4.29中二極管Da1、Da2起什么作用？如果直流電源電壓為VD，斷態(tài)時(shí)開關(guān)器件所承受的電壓是多大？按式（4-56）的定義，三相三電平逆變器中12個開關(guān)器件的通、斷答：Da1、Da21O0、2Da1、Da2C1、C2C1、C2的電壓各為VD/2Da1、Da2制到VD/2，所以開關(guān)器件所承受的反壓最大是VD/2A、B、C27恒頻恒壓正弦波和方波逆變器，變頻變壓逆變器，高頻脈沖電壓（電流）UPS，電子鎮(zhèn)流器，中頻第5章復(fù)習(xí)題及思考題解答5.4（a）三相橋式不控整流電路中二極管何時(shí)導(dǎo)通何時(shí)關(guān)斷？整流器輸出電L＝0，則僅在電源電壓vSE時(shí)，晶閘管才會承vSEE。故整流電流斷流。若控制角α小于δ（δ

，稱為停止導(dǎo)電角θπ絡(luò)線，其直流電壓平均值V22VScosα aTa導(dǎo)電，Tb截止，這時(shí)iaID（負(fù)載電流，整流電壓vD(t)va，換相bTbvdvbnL0Tbv(t)v(t)v(t)，TaLS0A相電流iaID突降為零而必須經(jīng)歷一個歷時(shí)tr（對應(yīng)的相位角γ 恒定， Ldia

dibS v

SLdibv

dia，所以

vv

dib

dia

dib，即 S

S

S

S

SLdib1vvS 2 個晶閘管

ia從Id降為零、

ibIdia從零上升到

Id)；還可推得vv1vv1vv2 2 2 m脈波的整流電壓中只含有Km次諧波，K=udcT ＝

T/mudc可以表示為：

kk=1，2，3，… （這段時(shí)間對應(yīng)的角稱為關(guān)斷角，記為θ0Lc的影響，認(rèn)為換相過程瞬間完成， ，之后會因承受正向而可能再次誤導(dǎo)通LC0φramax＝π－θ0－ν－φr。V1=380V，每相電感Lc=5mH，負(fù)載電路電感L=50mH，電阻R=0.7Ω。電機(jī)運(yùn)行于電動狀態(tài)時(shí)反電視=148.2OVl

Lc

+ α

RL

Vl

Lc

+ α

RL

EI

ID

（1）直流電流平均值 （2）換相重疊電壓降變流器輸出的直流電壓平均值電阻R上的壓降 （5）換相重疊角 （6）電流連續(xù)臨界電感計(jì)算交流電源基波電流有效值I1和總有效值整流工況時(shí)直流電機(jī)輸入功率有源逆變工況時(shí)交流電源接收的有功功率toff0.28ms，求有源逆變時(shí)的剩余安全角toff40μs，要求剩余安全角Φr=10o，求最小逆變角βmin

α

E

c

2Vlcos2 2 ID

，Rc

R 2i 2

180o

3L0.693I解：一，相控整流、電動機(jī)工況，α30oELc時(shí)：VDLc

6Vcosα

（185V E

V;P189,5- c

3

380cos30o

R 44440020A R3 0.732π505 換相重疊電壓降Vc

2π

ID

20V

44430整流輸出電壓：

cEIDR400200.740014 VRIDRVDE414400換相重疊角

VRIDR200.7

2202

P189,5-132,5-cos(30oγ)cos30o0.1170.8660.117γ41.5o30oL0.693103ID

0.693103380

,P169,5-L50mH13mHID20AiT120ID

ID

11.5/1.57＝7.3A215晶閘管承受的最高電壓為380

2 2120is

2323

ID0.78I

15

3.12A，I

17

2.22

I2I2D

q16.32/j16.3228mmPdcVDID41420解：二，有源逆變，發(fā)電機(jī)工況，α148.2oEVD

2Vl

ωLcIDEiRID

cosα

3

380cos148.2o

i 43648020AR

0.7

換相重疊電壓降Vc cID

20整流有源逆變電壓

43630 c電阻壓降VRIDR200.714V，VD480466)換相重疊角

22 cID

20cos(148.2oγ)cos148.2o0.1170.84990.117γ165.2o148.2o（10）PAC(EiRID)ID(48014)20關(guān)斷時(shí)間toff0.28ms

剩余安全角?180αγθ180148.2175 若關(guān)斷時(shí)間

2π501800.041030.7o

cos(θ?)0.117cos10.7o

180o

30o電流回路，或者在電流斷流后能再次形成電流回路，必須使兩組中（T1、T3、T5和反組T4、T6、T2）80°～100°三相PWM整流與三相PWMPWM逆變器實(shí)現(xiàn)直流到交流的變換，是無源逆變，控制方式為他控式，也就是逆變電壓的大小、頻率和相位都可以根據(jù)需要進(jìn)行控制。PWM整流器能實(shí)現(xiàn)交流到PWM整流器與逆變器在主電路結(jié)構(gòu)上基本相同，兩者均采用全控型半導(dǎo)體開PWM整流器的主電路必須要有輸入電感，整流器交流側(cè)的電壓vi和交流電源電壓之差加到了輸入電感上。PWM整流器能量可以雙向流動：可以通過適當(dāng)控制整流器交流端的電壓Vi之比值，γvRFVHVd電壓脈動系數(shù)Sn：整流輸出電壓中最低次諧波幅值Vnm與直流平均值Vd之比Sn=Vnm/VdIs1Is

基波電流位移因數(shù)DPF（基波功率因數(shù)）：角?1（位移角）DPFcos?1。PF：PFPAC/(VSISVSIS1cos?1/(VSIS(cos?1IS1ISνcos?1什么是半波整流、全波整流、半控整流、全控整流、相控整流、高頻PWM整流第6章復(fù)習(xí)題及思考題解答6.2（c）T1、T4ig1、ig4的起點(diǎn)從ωt?提前，即在ωtα?通，故這時(shí)的觸發(fā)電流ig1并不能使T1立即導(dǎo)電，ig1對T1不起作用，直到ωt?時(shí)iT4=is=io=0ig1，ig1T1。RL負(fù)載、αφig必須是寬脈沖。如果α0，則脈沖寬度應(yīng)超過?，而且此時(shí)雖然α?，但與α?時(shí)一樣，輸出電壓、由圖6-2（e）查得：單相全波交流電壓控制器在電阻負(fù)載（?0）時(shí)導(dǎo)電角θθ180α，在純電感負(fù)載時(shí)（?90）θ2(180α

90閘管關(guān)斷，故θπα?906.2（c

時(shí)，電壓v00，此后v0

6.2（e答：根據(jù)?tg1ωLR求出負(fù)載阻抗角?6.2(e)（f）畫出的以?I*、I*aI

、I*IT

2VS/Z

ITI*

/ S

?

=

，ITav= 23 6.2(e)所示的導(dǎo)通角θ與觸發(fā)角控制角的關(guān)系θf(aa6.26.4圖6.5（a）所示三相星型聯(lián)結(jié)電壓控制器不同的控制角α?xí)r為什么會有兩類導(dǎo)電工作狀態(tài)？控制角α的有效控制范圍為什么是0α150？α150時(shí)，T1T6UAN=UBN故T1、T6承受反壓而無法開通。因此控制角控制輸出電壓的變化范圍是0α1506.5圖6.6它們在相位上相差3*120，即它們在三相對稱負(fù)載中有相同的相位和幅值，在三角形環(huán)路33的倍數(shù)次諧波電流分量?？刂平枪ぷ鞣秶?α6.66.7（a）中如果要求輸出電壓的變化范圍是0V0V1V2T1、T2、T3、T4進(jìn)行相控最好？為什么？導(dǎo)通，控制觸發(fā)角則可調(diào)節(jié)負(fù)載電壓v0在0v0(v1v2內(nèi)變化。答：圖頻率f0和電壓Vom大小，按（6-26（6-28）式對兩組變流器進(jìn)行相控，當(dāng)負(fù)載電流ioP工作、反組停止工作。反之當(dāng)io

0N保持αN180αPf0、幅值為Vom晶閘管相控直接變頻電路中正、反兩組相控變流器的控制角αP、αN為什么要保持αPαN180；為什么正、反組輸出電壓瞬時(shí)值vPvN均值VN在[αp，αpπ]區(qū)間vpVs ，

VS且αpαn180vP圖6.9（a）交流-交流直接變頻器與第5章圖5.31(a)所示直流電動機(jī)可逆?zhèn)鲃酉到y(tǒng)兩組5.31是正反兩組均可工作在整流、逆變狀態(tài)，通過改變晶閘管的觸發(fā)控制角或6.9則是當(dāng)i0

i00時(shí)，反組工作，正組停止工作矩陣式交流-答：原理：6.11（a）9個雙向自動關(guān)斷開關(guān)器件：當(dāng)TAbA相電壓接到負(fù)載a相：va(tvA(tTBa導(dǎo)通時(shí)，交流電源B相電壓接到負(fù)載a相，va(t)vB(t。TCava(t)vC(t；因此驅(qū)動TAa、TBa、TCa三個器件中的某一a相電壓va(tA、B、C三相中任一相的電壓瞬時(shí)值。同理驅(qū)動TAb、TBb、TCbb相電壓vb(tABCc相電壓vc(tA、B、C相中任一相9個開關(guān)器件都是雙向可控導(dǎo)電的開關(guān)，無論各相瞬時(shí)值為正或?yàn)樨?fù)，a、b、c9個全控型開關(guān)器件進(jìn)行高頻SPWM控制，就可以在負(fù)載處得到頻率和電壓均可調(diào)控的三相互 120SPWM狀態(tài)下工作，諧波階次較高而已，故此只需入電流的相移因數(shù)（基波功率因數(shù)cos?1，由于采用了自關(guān)斷器件可以使cos?1為任意指第7章復(fù)習(xí)題及思考題解答7.17.3SCRGTO兩種驅(qū)動器工作原理、驅(qū)動器的輸出波形和脈沖變圖 有隔離變壓器的SCR觸發(fā)7.3GTOSCR，當(dāng)控制系統(tǒng)發(fā)出的驅(qū)動信號經(jīng)變壓IGPTRGTO，由于在脈沖變壓器次級含有四個二極管組成的全橋整流，增加了脈沖變壓器的GTOSCR驅(qū)動器相比，SCRGTO驅(qū)動器輸出圖7.4(a)所示BJTBJT阻斷時(shí)，給基—BJT說明圖7.6、圖7.7中P-MOSFET電壓VSGD1PMOSFET管提供開通電壓并給門極/源極結(jié)電容充電，這時(shí)輔助MOSAMPMOSFET門極結(jié)電容CAM放電。當(dāng)有負(fù)PTR副方VSG0MOSAMDS兩點(diǎn)導(dǎo)通，抽PMOSFET管門極結(jié)電容C的電荷，使其關(guān)斷。MOSFET導(dǎo)通。無驅(qū)動信號時(shí)，AT2導(dǎo)通，穩(wěn)壓管的電壓作為反壓加至MOSFET的柵（G）-源（S）MOSFET。半導(dǎo)體開關(guān)器件關(guān)斷時(shí)，其電流iT(t可近似認(rèn)為是線性下降到零，其電壓vT(t由什么答：電壓vT(tLσ7.107.11di/dt，改Lσ可以使開關(guān)管開通時(shí)兩端電壓vT減小，改善開通特性，并可減小開通didtLK感在關(guān)斷過程中又會引起vT較多的超過vDLKDKRK阻說明圖7.14(a)答：限幅緩沖電路的基本工作原理，無論通態(tài)和斷態(tài)緩沖電容C的電壓都保持VD容C的數(shù)值可以將關(guān)斷時(shí)的電壓、電流軌跡控制在安全區(qū)以內(nèi)。vT超過VD后緩沖電容C7.21所示的熱等效電路。開關(guān)器RθjC流至管殼，再經(jīng)管殼-RθCS流至散熱器，最后在經(jīng)溫θj>殼溫θC>散熱器溫度θs>空氣環(huán)境溫度θA第8章復(fù)習(xí)題及思考題解答TrT從0iT建立的過程中vT0pT=vTiT≡0，而無開通損耗。rT從0關(guān)斷過程中iT0，pT=vTiT≡0而無關(guān)斷損耗。S開通時(shí)，LrS中電流的上升率；S關(guān)斷時(shí)，LrCrLr電流回零，實(shí)現(xiàn)（PFMZVSPWMZCSPWM答：ZVSPWMZCSPWMZVSQRCsZCSQRCsZCSQRCs（含反并聯(lián)二極管）ZCSPWMZVSQRCs的諧振電感上并聯(lián)一只輔助開關(guān)管和一只ZVSPWM變換器。換器實(shí)現(xiàn)主開關(guān)管的軟開關(guān)的條件、主開關(guān)管和整流二極管的電流和電壓應(yīng)力分別于ZCSQRCsZVSQRCs完全一樣。ZVSPWMZVTPWMbuck電路，ZVSPWM變換器的輔助開ZVTPWM輔助開關(guān)管在主開關(guān)管開通前先開通，ZVSPWM，ZVTPWM具有以下優(yōu)勢：1)在任意負(fù)載和輸入電壓范圍內(nèi)，主開ZVS；2)ZCS，消除了反向恢復(fù)問題；3)主開關(guān)管和升壓二180o互補(bǔ)導(dǎo)通，兩個橋臂的導(dǎo)通角相差一個相位，即移相角，通過調(diào)節(jié)移相角的大小來調(diào)節(jié)輸出電壓。Q1Q3Q2Q4Q1Q3組成的橋臂為超前橋臂，Q2Q4組成的橋臂為滯后橋臂。ZVSPWM1800，每個橋臂上下管的驅(qū)動信號設(shè)置56，t=t4C3ip(t4)

(Zr

)2

2因而I0>VD/ZrD5、D6仍同時(shí)導(dǎo)通，vo=vN1=0，ipD3、VD、D2續(xù)流，t=t6下降為零，t4→t6：vC3≡0，t5T3I0很小，無法實(shí)現(xiàn)LC諧振回路是存在損耗的，VCr將無法諧振回零。為了彌補(bǔ)這部分損耗，以使VCr周期性地回零，必須要求IL0>IXIT>0ITVCr回零失敗，從而造成諧振直流環(huán)節(jié)不能正常LrIT。第9 復(fù)習(xí)題及思考題解AC/ACAC—DC—ACAC—DC—AC兩級間接變頻、變壓電源中，第℃級交流—直流整流變換電路可以根據(jù)SPWM控制的變換器輸出交流電壓波形畸變率較小，直流電避免地存在嚴(yán)重的諧波，而且功率因數(shù)低(交流電源的基波功率因數(shù)cos?1cosα，延遲觸9.4圖9.5分析圖9.9所示的含升壓（Boost）9.9DC－DCBoost變換器組成。虛線框內(nèi)為控制電VARCARC假定負(fù)載需要一個電壓為V*APFC主電路的輸出電壓VO和指令輸出電壓VPIVARm，當(dāng)實(shí)際輸出直流電壓V大于指令值V*VV*m 當(dāng)VV*m增大；當(dāng)VV*m保持不變。將二極管整流電壓v檢測值vv( 流電源電壓瞬時(shí)值的絕對值)VARm r mv作為電感電流iii的電流指令值i，因此電流指令i(imv r vS相同，即指令電流ir是與交流電源vS同相位的正弦波，而ir則取決于實(shí)際電壓

與電壓指令值V*的誤差。將

與電感電流

的檢測值（iL

）PICAR，CARTPWM驅(qū)動控制電壓vrvr與一個恒頻三角波vCCT的驅(qū)動信號vG，T。當(dāng)iLiSir時(shí)，CAR輸出vr9.9(a)(b)中驅(qū)動電壓vGT導(dǎo)通時(shí)間ton增長，使iL

上升，一旦iL

于irCAR輸出開始減小，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間toniSiLiO下降。驅(qū)動信號vGT的導(dǎo)通占空比(tonTSiSiL跟蹤指令值ir，而且輸入電流iS因數(shù)校正器中的電壓閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)又能保持輸出電壓VO恒定為指令值V圖 含升壓型(Boost)功率因數(shù)校正器環(huán)節(jié)的高頻整流說明圖9.149.9APFC