模擬電子電路課件

飽和區(qū)放大區(qū)2.功率放大器工作狀態(tài)的分類截止區(qū)(1)甲（A）類工作狀態(tài)在輸入信號(hào)的整個(gè)周期內(nèi)晶體管始終工作在線性放大區(qū)域。

飽和區(qū)截止區(qū)飽和區(qū)截止區(qū)飽和區(qū)截止區(qū)返回·Q·Q·Q·Q第1頁/共21頁3.甲類放大器的輸出功率電路仿真返回（1）電源提供的平均功率PE為（2）電路可能的最大交流輸出功率POmax最大不失真輸出電壓、電流的幅度（3）甲類功放的最大效率η為第2頁/共21頁互補(bǔ)推挽乙類功uiic1ic2io=ic1+ic2電路仿真返回

1.電路構(gòu)成及工作原理（1）電路組成（2）工作原理分析：io=ic1+ic2第3頁/共21頁1.電路構(gòu)成及工作原理死區(qū)跟隨區(qū)飽和區(qū)飽和區(qū)跟隨區(qū)電路仿真Uon1Uon2返回=ic1+ic2第4頁/共21頁1.電路構(gòu)成及工作原理電路仿真返回休息2休息1第5頁/共21頁AD=ic1+ic22.乙類互補(bǔ)推挽放大器的圖解分析Q休息2休息1電路仿真EC1/RLUCES返回ic2ic1第6頁/共21頁（2）單管最大平均管耗PT1max休息2休息1返回第7頁/共21頁（3）直流電源供給的功率PE休息2休息1返回第8頁/共21頁（5）最大平均管耗與最大輸出功率的關(guān)系休息2休息1返回

由于單管VT1的瞬時(shí)功耗為：

Pc=uCEic=(EC-icRL

)ic

=ECic

-ic2RL令

dPc/dic=0,可求得當(dāng)ic=EC/2RL

時(shí)，單管最大可能管耗為

所以PCmax=EC2/2RL-EC2/4RL=EC2/4RL所以有

:PCmax=0.5Pomax

第9頁/共21頁1.變壓器耦合推挽功放其他乙類推挽功率放大器返回休息2休息1

u1/ic1

=(N1/N2)2uL/iL

而u1/ic1=R'L；

uL/iL=RL

R'L=(N1/N2)2RL第10頁/共21頁uiui1ui2iC1iC2iL1.變壓器耦合乙類推挽功放返回休息2休息1電路仿真第11頁/共21頁2單電源互補(bǔ)推挽功放

只使用一個(gè)電源EC的NPN—PNP互補(bǔ)推挽功放，簡(jiǎn)稱OTL功放。OTL功放與OCL功放分析方法相同。只要用EC／2取代關(guān)公式(4-123)、(4-126)、(4-133)中的EC，就可得OTL功放的各類指標(biāo)。VT1、R1

、R2和Rc

、Re為前置放大器；R、VD1、VD2為VT2和VT3基極提供偏置。

負(fù)載RL串聯(lián)的大電容C具有隔直功能，靜態(tài)時(shí)C被充電至EC／2。

當(dāng)輸入信號(hào)時(shí)，由于大電容C上的電壓維持EC／2不變，使得VT2和VT3的CE回路的等效電源都是EC／2。電路仿真OTL功放電源供電的物理過程是：VT3導(dǎo)通時(shí)，C經(jīng)VT3和RL回路放電形成電流ic3，電容儲(chǔ)能減??；VT2導(dǎo)通時(shí)EC供電，形成回路電流ic2，同時(shí)對(duì)電容C充電儲(chǔ)能；流過RL的電流應(yīng)該是ic2與ic3的合成。第12頁/共21頁輸出級(jí)電路1.MOS源極輸出電路

其中VT1為共漏極放大管或稱源極跟隨器，VT2漏極與柵極間短路，相當(dāng)有源負(fù)載。

ubs1=uds1=-uo，ubs2=0，ugs2=uds2=uo，于是低頻小信號(hào)微變等效電路如圖（b）所示。小信號(hào)電壓增益可以表示為第13頁/共21頁2.CMOS互補(bǔ)輸出級(jí)電路

源隨器的優(yōu)點(diǎn)是電路簡(jiǎn)單，輸出阻抗低，失真小，缺點(diǎn)是效率低，且在接負(fù)載時(shí)正負(fù)輸出擺幅不對(duì)稱（正峰值電壓遠(yuǎn)小于ED）。在CMOS集成電路中，常見的輸出級(jí)有工作于甲乙類的互補(bǔ)輸出級(jí)。甲乙類互補(bǔ)輸出級(jí)的效率高，負(fù)載能力強(qiáng)，適用于CMOS工藝。

（1）共漏CMOS互補(bǔ)輸出級(jí)

第14頁/共21頁（1）共漏CMOS互補(bǔ)輸出級(jí)

偏置電壓UBIAS給VT1和VT2提供柵源偏置，以確定VT1和VT2的靜態(tài)偏置電流，使VT1，VT2偏置在甲乙類工作狀態(tài)，以消除交越失真。

圖

(b)示出了實(shí)際電路，VT3，VT4是VT1和VT2的偏置電路，使VT1，VT2偏置在甲乙類工作狀態(tài)，VT5、VT6組成CMOS推動(dòng)放大級(jí)，其中VT5是NMOS放大管，而VT6是PMOS管作為M5的有源負(fù)載。

主要缺點(diǎn)是輸出電壓幅度Uom不夠大，因Uom可簡(jiǎn)單的決定于正、負(fù)電源電壓減去VT1和VT2的UGS(th)，由于體效應(yīng)，閾值電壓UGS(th)會(huì)增加，限制了輸出幅度，當(dāng)UGS(th)的值較大時(shí)Uom就減少。

第15頁/共21頁(2)共源CMOS互補(bǔ)輸出電路

PMOSFETVT1和NMOSFETVT2構(gòu)成的共源CMOS互補(bǔ)輸出電路，VT1和VT2的源極與襯底均短接。

VT3為源極跟隨器，VT4為恒流源作為VT3的有源負(fù)載。

VT1的柵源偏壓UGS1取決于UG3與ED之差，VT2的柵源偏壓UGS2取決于UG2與-ES之差，適當(dāng)設(shè)計(jì)UGS1和UGS2可使VT1、VT2的靜態(tài)電流ID1和ID2很低，工作在甲乙類狀態(tài)。

輸入正極性電壓時(shí)，VT3的iD3增加，uS3=uG2增加，所以VT2的iD2隨之增加；同時(shí)，由于uG3=uG1，所以u(píng)GS1減小，導(dǎo)致VT1的iD1減??；使得RL上電壓uo向負(fù)值方向增加。同理，當(dāng)輸入負(fù)極性電壓時(shí)，VT1的iD1增加，同時(shí)iD2、iD3均減少，直到為零，RL上電壓uo向正值方向增加。共源CMOS互補(bǔ)輸出電路有一定的電壓增益，而且可輸出較大的負(fù)向電壓幅度，但其輸出電阻較大。

第16頁/共21頁達(dá)林頓組態(tài)休息2休息1返回第17頁/共21頁達(dá)林頓組態(tài)休息2休息1返回

等效β值高是復(fù)合管的優(yōu)點(diǎn)，采用復(fù)合管可以獲得很高的電流放大倍數(shù)。但復(fù)合管的等效穿透電流也