射頻通信全鏈路系統(tǒng)設(shè)計(jì) 課件 第3章 射頻收發(fā)機(jī)架構(gòu)

射頻通信全鏈路系統(tǒng)設(shè)計(jì)馬文建等編著機(jī)械工業(yè)出版社第3章射頻收發(fā)機(jī)架構(gòu)第3章射頻收發(fā)機(jī)架構(gòu)學(xué)習(xí)目標(biāo)熟悉超外差(Supperheterodyne)、直接變頻(DirectConversion)和射頻直采(DirectRFSampling)收發(fā)機(jī)架構(gòu)基本工作原理，能結(jié)合性能、成本、體積、功耗、魯棒性等因素進(jìn)行架構(gòu)的對比與選擇。熟悉典型零中頻RFIC和射頻直采RFIC的結(jié)構(gòu)框架和性能參數(shù)，了解其系統(tǒng)設(shè)計(jì)方法。了解射頻收發(fā)機(jī)架構(gòu)的演進(jìn)訴求和演進(jìn)方向。知識框架3.1超外差架構(gòu)3.1.1基本原理3.1.2特性分析3.1.3設(shè)計(jì)考慮3.2零中頻架構(gòu)3.2.1基本原理3.2.2特性分析3.2.3設(shè)計(jì)考慮3.3射頻直采架構(gòu)3.3.1基本原理3.3.2特性分析3.3.3設(shè)計(jì)考慮3.4架構(gòu)對比與選擇3.5射頻收發(fā)器3.5.1零中頻RFIC3.5.2射頻直采RFIC3.6架構(gòu)演進(jìn)3.6.1演進(jìn)訴求3.6.2演進(jìn)方向3.6.3演進(jìn)示例3.1超外差架構(gòu)超外差架構(gòu)是最傳統(tǒng)、最常用的收發(fā)機(jī)架構(gòu)，該架構(gòu)由EdwinHowardArmstrong于1917年提出。超外差架構(gòu)收發(fā)機(jī)經(jīng)過多年的應(yīng)用與發(fā)展，目前已擁有非常成熟的技術(shù)和理論支撐，并被普遍應(yīng)用于通信系統(tǒng)中。3.1.1基本原理FDD模式下的典型超外差式收發(fā)機(jī)基本結(jié)構(gòu)3.1超外差架構(gòu)接收方向分析過程中，需特別注意以下幾點(diǎn)：Duplexer提供足夠高的收發(fā)隔離度和接收帶外抑制，防止LNA產(chǎn)生不必要的非線性失真，甚至飽和。3.1.1基本原理Duplexer的插損和LNA的噪聲系數(shù)、增益對接收機(jī)的靜態(tài)靈敏度起重要作用。需要Duplexer提供盡可能低的插損，以及LNA提供盡可能低的噪聲系數(shù)和盡可能高的增益。但是，Duplexer的插損和帶外抑制往往存在對立關(guān)系，需折中考慮。并且LNA的增益越高，越容易造成后級電路的非線性失真，甚至飽和，因此也需要折中考慮。典型超外差式接收機(jī)頻率分析3.1超外差架構(gòu)接收方向分析過程中，需特別注意以下幾點(diǎn)：RFBPF通常為SAW濾波器，主要用于頻帶選擇，進(jìn)一步抑制發(fā)射泄露、鏡像以及其他干擾。RFVGA主要有兩個(gè)作用：一是提供足夠大的增益（對于使用無源混頻器的接收機(jī)尤為重要），從而盡可能降低后級電路對接收機(jī)噪聲系數(shù)的影響；二是可以提供足夠大的衰減，以保證接收機(jī)的動態(tài)范圍。IFBPF通常也為SAW濾波器，主要用于信道選擇（固定中頻場景），抑制鄰信道干擾、下變頻產(chǎn)生的混疊和非線性失真干擾，以及ADC采樣過程中的混疊干擾。IFVGA一般需要具備較高的OIP3和增益，從而降低對前級混頻器輸入信號功率的需求，增加混頻器的回退量，保證接收機(jī)的線性。同時(shí)，與前級RFVGA一起構(gòu)成接收機(jī)的模擬動態(tài)范圍。3.1.1基本原理3.1超外差架構(gòu)發(fā)射方向分析過程中，需特別注意以下幾點(diǎn)：IFBPF通常為SAW或LTCC濾波器，主要用于濾除DAC產(chǎn)生的混疊雜散和諧波干擾。如果DAC輸出雜散在可控范圍內(nèi)，為節(jié)約成本，常常將該IFBPF直接旁路。3.1.1基本原理典型超外差式發(fā)射機(jī)頻率分析對于選擇無源混頻器的發(fā)射機(jī)，為保證發(fā)射機(jī)線性，需控制混頻器的輸入信號功率，因此一般選擇增益相對較小的中頻放大器，或者直接旁路。但由于在中頻獲得較高增益所需的功耗比在射頻獲得同樣增益所需的功耗低很多，且更穩(wěn)定。因此，在設(shè)計(jì)過程中，需根據(jù)所選混頻器的性能折中考慮3.1超外差架構(gòu)發(fā)射方向分析過程中，需特別注意以下幾點(diǎn)：RFVGA為發(fā)射機(jī)提供合適的模擬動態(tài)范圍，并對輸出功率進(jìn)行頻率補(bǔ)償，以達(dá)到驅(qū)動功放的合適功率水平。在RFVGA設(shè)計(jì)選型中，需在保證足夠動態(tài)范圍的前提下，盡可能降低非線性失真，以減少對發(fā)射通道DPD性能的影響。RFBPF通常為SAW濾波器，用于選擇所需的射頻信號，抑制上變頻中產(chǎn)生的其他混疊雜散信號。此濾波器對插損性能要求不高，但需保證具有足夠低的回?fù)p，從而降低因匹配不良對后級驅(qū)放、功放的影響。PA的增益和非線性對負(fù)載非常敏感，因此對于大功率輸出的基站產(chǎn)品，一般都會在功放后級插入隔離器，以減少天線輸入阻抗變化所產(chǎn)生的影響。Duplexer進(jìn)一步抑制發(fā)射機(jī)帶外噪聲和雜散干擾，并且提供足夠高的收發(fā)隔離度，以降低發(fā)射對接收的干擾。顯然，在保證足夠帶外抑制的前提下，需要盡可能減小Duplexer的插損，以降低整機(jī)功耗。3.1.1基本原理3.1超外差架構(gòu)組合干擾頻點(diǎn)多是超外差式接收機(jī)最為顯著的缺點(diǎn)。典型的干擾有鏡像干擾、中頻干擾以及組合副波道干擾。其中，鏡像干擾尤其嚴(yán)重。下邊帶注入的鏡像頻率推導(dǎo)公式為3.1.2特性分析對于上邊帶注入的情況，鏡像頻率為

3.1超外差架構(gòu)從上述分析可以看出，超外差式接收機(jī)的選擇性與靈敏度似乎是兩個(gè)矛盾的選擇，但通過二次變頻可以較好的解決這一矛盾。一次混頻獲得的第一中頻信號采用高中頻，從而提高對鏡像干擾的抑制。二次混頻獲得的第二中頻信號采用低中頻，從而降低信號選擇的難度，提高抑制鄰道干擾信號的能力。另外，在中頻頻率的選擇上，通過選擇合適中頻值，盡可能減少組合干擾。3.1.2特性分析超外差式接收機(jī)二次變頻基本結(jié)構(gòu)3.1超外差架構(gòu)

3.1.3設(shè)計(jì)考慮FDD系統(tǒng)上下行鏈路頻帶結(jié)構(gòu)及信道對劃分部分FDD-LTE系統(tǒng)頻帶劃分3.1超外差架構(gòu)超外差式收發(fā)機(jī)主要包括以下幾種基本信號：一個(gè)或多個(gè)本振信號、參考時(shí)鐘信號、兩個(gè)或多個(gè)中頻信號、低功率射頻接收信號和高功率射頻發(fā)射信號。由于大部分器件的非線性特征，造成這些信號產(chǎn)生各種混疊雜散和高次諧波干擾，在頻率規(guī)劃時(shí)，必須對這些大的干擾信號逐一進(jìn)行分析。中頻選擇的優(yōu)劣直接決定了超外差式收發(fā)機(jī)的雜散干擾性能。接下來，主要從鏡像干擾、混頻雜散、半中頻雜散、發(fā)射泄露與接收帶內(nèi)混頻干擾、多頻干擾和濾波器抑制度共6個(gè)方面對中頻選擇進(jìn)行分析：3.1.3設(shè)計(jì)考慮

3.1超外差架構(gòu)3.1.3設(shè)計(jì)考慮對于混頻雜散頻率規(guī)劃，應(yīng)注意以下幾點(diǎn)：至少對5階以下的混頻雜散進(jìn)行預(yù)算評估；保證進(jìn)入混頻的RF和LO信號失真度盡可能??；提高混頻器端口匹配度，無源混頻器的端口匹配度直接影響其混頻雜散性能，平衡式混頻器對m和n的偶次混疊雜散有較好的抑制作用，且雙平衡混頻器中的IF、RF和LO端口具有較高隔離度，降低本振泄漏，并提供固有的RF至IF隔離。因此，雙平衡混頻器設(shè)計(jì)能夠提供最佳的線性特性，可以適當(dāng)降低每個(gè)端口的濾波器帶外抑制需求。提高中頻信道選擇濾波器的帶外抑制，特別注意靠近中頻邊帶上的雜散。

3.1超外差架構(gòu)3.1.3設(shè)計(jì)考慮

超外差式下邊帶注入半中頻雜散抑制分析圖例3.1超外差架構(gòu)3.1.3設(shè)計(jì)考慮

3.1超外差架構(gòu)3.1.3設(shè)計(jì)考慮(4)發(fā)射泄露與接收帶內(nèi)混頻干擾由于FDD系統(tǒng)收發(fā)通道共用雙工器，受限雙工器發(fā)射端口到接收端口的隔離度和天線回?fù)p，發(fā)射信號會泄露到接收端，與接收端信號(或帶內(nèi)干擾信號)的混頻結(jié)果可能落入接收中頻帶內(nèi)，影響接收SNR甚至阻塞整個(gè)接收機(jī)。

發(fā)射泄露與接收帶內(nèi)混頻干擾解釋3.1超外差架構(gòu)3.1.3設(shè)計(jì)考慮

3.1超外差架構(gòu)3.1.3設(shè)計(jì)考慮(6)濾波器抑制度一般情況下，接收中頻頻率越低，接收機(jī)信道選擇中頻濾波器所能達(dá)到的選擇性越高。在窄帶無線系統(tǒng)中尤為明顯，比如中心頻率大于150MHz、帶寬小于100kHz的高性能SAW濾波器是很難制成的。對于接收機(jī)鏡像抑制射頻濾波器，可根據(jù)濾波器在單位圓上的共軛零點(diǎn)對某些特定頻率提供更高的抑制度，而這些高抑制度的頻率點(diǎn)也可進(jìn)一步作為中頻選擇的依據(jù)。3.2零中頻架構(gòu)零中頻收發(fā)機(jī)又稱為直接變頻收發(fā)機(jī)，直接變頻意味著射頻信號不經(jīng)過傳統(tǒng)中頻階段，直接下變頻到基帶信號，或由基帶信號直接上變頻至射頻信號。隨著半導(dǎo)體工藝的發(fā)展，集成電路技術(shù)的進(jìn)步，數(shù)字處理能力的增強(qiáng)，零中頻收發(fā)機(jī)因其結(jié)構(gòu)簡單、集成度高等優(yōu)點(diǎn)，在通信系統(tǒng)中應(yīng)用得越來越廣泛，已逐漸成為傳統(tǒng)外差架構(gòu)的替代品。3.2零中頻架構(gòu)3.2.1基本原理FDD模式下的典型零中頻收發(fā)機(jī)基本結(jié)構(gòu)3.2零中頻架構(gòu)3.2.1基本原理在接收方向上，天線收到射頻信號通過雙工器預(yù)選和較高增益的LNA后，再經(jīng)過一級BPF進(jìn)一步濾波。零中頻接收機(jī)對此BPF的傳輸泄露抑制度要求高于超外差式接收機(jī)，以控制傳輸泄露的自混頻問題，同時(shí)降低對I/Q解調(diào)器二階失真性能的需求。濾波后的射頻信號直接通過I/Q解調(diào)器下變頻至基帶信號。不同于超外差式接收機(jī)，零中頻接收機(jī)的信道選擇主要依賴于LPF的阻帶抑制。I/Q信號經(jīng)過濾波和放大后，由ADC轉(zhuǎn)為數(shù)字信號，然后數(shù)字信號由數(shù)字濾波器進(jìn)一步抑制干擾，增加信道選擇性。在發(fā)射方向上，DAC輸出的I/Q基帶信號首先通過LPF，以抑制鄰道和隔道的發(fā)射干擾信號，并減低混疊雜散。經(jīng)過濾波后的I/Q基帶信號經(jīng)過I/Q調(diào)制器后直接上變頻至射頻信號，并相加混合?；旌虾蟮纳漕l信號再經(jīng)過可調(diào)放大、濾波和功率放大后，通過天線發(fā)射出去。為了降低對I/Q調(diào)制器非線性指標(biāo)要求，零中頻發(fā)射機(jī)有大約90%的通道增益都在射頻段完成。另外，在VGA和PA之間插入的BPF主要用于抑制發(fā)射雜散和接收頻帶的帶外噪聲。3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——I/Q幅相不平衡

(1)發(fā)射方向

由于電路串?dāng)_和輻射等原因引起的等效本振泄露3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——I/Q幅相不平衡

(1)發(fā)射方向可以看出，零中頻發(fā)射機(jī)I/Q信號的直流偏移、電路的串?dāng)_和輻射引起本振泄露，I/Q信號的幅相不平衡引起鏡像抑制能力的下降。(2)接收方向中頻接收機(jī)的I/Q不平衡主要是由解調(diào)器、基帶低通濾波器和放大器的幅相不平衡造成。I/Q不平衡會導(dǎo)致接收機(jī)鏡像抑制能力下降以及增加信號帶寬。

3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——I/Q幅相不平衡右圖分別介紹了增益和相位失配的星座圖和時(shí)域圖。增益誤差只作為幅度中的非單位比例因子出現(xiàn)，而相位不平衡則造成一個(gè)信道數(shù)據(jù)脈沖的一部分去破壞另一個(gè)信道，如果I/Q兩路數(shù)據(jù)流不相關(guān)，則本質(zhì)上都會降低接收機(jī)信噪比。在實(shí)際工程應(yīng)用中，通常會采用正交誤差校正(QEC)方案對I/Q幅相一致性進(jìn)行離線或在線校正。(2)接收方向零中頻接收機(jī)I/Q不平衡影響3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——偶次諧波失真典型的接收機(jī)基本僅受奇次失真的影響，但在零中頻接收機(jī)中，偶次失真也是一個(gè)嚴(yán)重的問題。零中頻接收機(jī)偶次諧波失真干擾

同時(shí)，由于非線性因素，射頻信號和本振信號的二次諧波經(jīng)過解調(diào)器混頻后，輸出信號與基帶信號在頻譜上重疊，同樣也會形成干擾。通常導(dǎo)致偶次諧波失真的干擾主要是由零中頻接收機(jī)I/Q解調(diào)器的二階非線性導(dǎo)致。3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——直流偏移直流偏移是零中頻接收機(jī)特有的一種現(xiàn)象，其主要是由自混頻導(dǎo)致。自混頻主要有以下兩條途徑：本振泄露自混頻本振信號泄露到濾波器、LNA和調(diào)制器輸入端，或者發(fā)射機(jī)泄露的本振信號經(jīng)過空間輻射送到接收天線，然后進(jìn)入解調(diào)器RF端與自身混頻，從而產(chǎn)生直流信號。強(qiáng)干擾信號自混頻由于解調(diào)器RF端口和LO端口隔離度有限導(dǎo)致進(jìn)入解調(diào)器RF口的強(qiáng)干擾信號會泄露到LO口，然后再和RF口的強(qiáng)干擾信號發(fā)生自混頻，從而產(chǎn)生直流信號。零中頻接收機(jī)本振信號和強(qiáng)干擾信號自混頻3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——直流偏移通過自混頻產(chǎn)生的直流信號無法通過低通濾波器濾除，且其一般比射頻部分的噪聲大，造成FFT飽和，并影響基帶動態(tài)范圍和不平衡校正的計(jì)算，降低接收機(jī)靈敏度。雖然干擾自混頻成分和傳輸泄露與二階失真的結(jié)果相同，比如兩個(gè)相同信號混頻叉乘為(自混頻)，與信號的平方(二階失真項(xiàng))是相同的，但產(chǎn)生機(jī)理卻不同。自混頻低頻電平和直流偏移主要依賴I/Q解調(diào)器的RF和LO端口隔離度，而二階失真結(jié)果的電平是由非線性系數(shù)決定。為了最小化自混頻低頻成分和直流成分，應(yīng)保證器件以及電路的隔離度盡可能高。3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——閃爍噪聲閃爍噪聲也稱為1/f噪聲，有源器件內(nèi)存在的閃爍噪聲隨頻率的降低而增大，對解調(diào)后的基帶信號產(chǎn)生較大干擾，從而降低接收機(jī)的動態(tài)范圍和靈敏度。常見減小閃爍噪聲主要有如下兩種方法：使用SiGe或BiCMOS技術(shù)降低芯片的閃爍噪聲。通過相關(guān)雙采樣技術(shù)周期性偏移消除來抑制低頻噪聲分量。3.2零中頻架構(gòu)3.2.3設(shè)計(jì)考慮——QEC校正為了抑制零中頻收發(fā)機(jī)I/Q幅相不平衡和直流偏移等引起的鏡像干擾、偶次諧波失真和本振泄露等問題，下圖以發(fā)射方向?yàn)槔?，給出了一種正交誤差校正補(bǔ)償方案，該方案通過耦合器采集射頻已調(diào)信正交誤差校正補(bǔ)償方案號，并經(jīng)過正交相干解調(diào)、低通濾波、AD轉(zhuǎn)換后，在幅相不平衡、本振泄露信號采集部分，提取正交基帶調(diào)制信號的幅相不平衡畸變(或星座圖畸變)、本振泄露等參數(shù)，控制正交誤差校正預(yù)失真補(bǔ)償電路，實(shí)現(xiàn)對正交基帶信號數(shù)字預(yù)失真處理，輸出的I'(t)和Q'(t)在幅度、相位和直流偏移上存在一定的不平衡度，然后該預(yù)失真后的信號經(jīng)過DA變換、低通濾波后，逆向?qū)ο鶐盘柕恼换儯瑢?shí)現(xiàn)良好的正交性。3.2零中頻架構(gòu)3.2.3設(shè)計(jì)考慮——IIP2估計(jì)

考慮最初的

，可得

相對噪聲和干擾電平變化下的SNR惡化3.2零中頻架構(gòu)3.2.3設(shè)計(jì)考慮——IIP2估計(jì)

3.2零中頻架構(gòu)3.2.3設(shè)計(jì)考慮——IIP2估計(jì)

3.2零中頻架構(gòu)3.2.3設(shè)計(jì)考慮——傳輸泄露自混頻和隔離度要求

3.3射頻直采架構(gòu)在近年來轉(zhuǎn)換器技術(shù)得到快速發(fā)展之前，由于轉(zhuǎn)換器采樣率和分辨率的限制，直接采樣架構(gòu)并不實(shí)用。半導(dǎo)體公司利用新技術(shù)在更高的采樣頻率下提高分辨率，以降低轉(zhuǎn)換器內(nèi)的噪聲。隨著具有更高分辨率的超高速轉(zhuǎn)換器的出現(xiàn)，轉(zhuǎn)換器可以直接轉(zhuǎn)換數(shù)千兆Hz的信號。3.3射頻直采架構(gòu)3.2.1基本原理FDD模式下的典型射頻直采收發(fā)機(jī)基本結(jié)構(gòu)相比超外差架構(gòu)，射頻直采省去了復(fù)雜的混頻器和本振源。接收方向上，有用信號通過ADC射頻直采轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號；發(fā)射方向上，數(shù)字信號通過DAC射頻直采轉(zhuǎn)換為射頻信號。整體屬于一種全數(shù)字架構(gòu)。射頻直采的主要優(yōu)點(diǎn)是簡化了射頻信號鏈，降低了每個(gè)通道的成本以及通道密度。常規(guī)的采樣需要滿足Nyquist采樣定理，即要求工作的射頻采樣頻率大于兩倍最大載波頻率，一種解決方案就是使用帶通采樣結(jié)構(gòu)。帶通采樣也稱為諧波采樣或欠采樣，是一種采樣頻率低于兩倍最高信號頻率的采樣技術(shù)，采樣頻率要求不是基于射頻載波，而是基于信號帶寬，要求采樣頻率大于兩倍信號帶寬即可。3.3射頻直采架構(gòu)3.3.2 特性分析

帶通采樣下的頻譜分析

帶通采樣適用的前提條件是：只允許一個(gè)頻帶內(nèi)出現(xiàn)帶通信號，其余頻段不能出現(xiàn)任何信號，否則勢必造成頻譜混疊。3.3射頻直采架構(gòu)3.3.2 特性分析

抗混疊濾波器過渡帶混疊的帶通采樣3.3射頻直采架構(gòu)3.3.2 特性分析

則采樣率必須滿足由于帶通采樣將射頻帶通信號重定位于低通位置，生成的SNR要比采用過采樣方式的差。帶通采樣來自直流和射頻通帶之間的噪聲混疊會降低采樣信號的SNR(用SNRS表示)，其值為SNR的下降可近似表示為另外，時(shí)鐘抖動和量化噪聲也會導(dǎo)致SNR的下降計(jì)。3.3射頻直采架構(gòu)3.3.3 設(shè)計(jì)考慮——采樣率

例如，對于bandn2FDD頻段的基站收發(fā)機(jī)，從1930MHz到1990MHz的60MHz帶寬分配給發(fā)射機(jī)，從1850MHz到1910MHz的60MHz帶寬分配給接收機(jī)。對于工作在此頻段的頻分雙工收發(fā)機(jī)來說，最小采樣率應(yīng)大于兩倍發(fā)射機(jī)與接收機(jī)工作頻率間隔加上期望信號帶寬，即對于上述工作于bandn2頻段的帶通采樣接收機(jī)，瞬時(shí)帶寬為20MHz，則ADC采樣率應(yīng)高于200MSa/s。3.3射頻直采架構(gòu)3.3.3 設(shè)計(jì)考慮——轉(zhuǎn)換器噪聲系數(shù)和接收靈敏度

定義轉(zhuǎn)換器噪聲系數(shù)基本模型3.3射頻直采架構(gòu)3.3.3 設(shè)計(jì)考慮——轉(zhuǎn)換器噪聲系數(shù)和接收靈敏度下面進(jìn)行轉(zhuǎn)換器噪聲系數(shù)的推導(dǎo)。先通過滿量程輸入正弦波得到其滿量程功率值：然后根據(jù)轉(zhuǎn)換器的SNR計(jì)算其有效輸入噪聲，即等效的輸入均方根電壓噪聲：接著計(jì)算噪聲系數(shù)：過采樣和數(shù)字濾波能產(chǎn)生處理增益，從而降低噪聲系數(shù)：由于帶通采樣結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換器等效噪聲系數(shù)較高，在設(shè)計(jì)接收機(jī)時(shí)，在ADC之前需要一個(gè)低噪聲系數(shù)且高增益的射頻前端，以獲得良好的接收靈敏度。在實(shí)際設(shè)計(jì)中，根據(jù)可能的干擾電平、系統(tǒng)線性度要求、功率供給電壓和允許的電流消耗，射頻前端增益一般需要設(shè)置在30dB以上。3.3射頻直采架構(gòu)3.3.3 設(shè)計(jì)考慮——?jiǎng)討B(tài)范圍和線性度射頻直采接收機(jī)中的ADC動態(tài)范圍依賴于所需應(yīng)對干擾的電平和接收靈敏度要求。假定接收機(jī)工作在強(qiáng)度為PInt(dBm)的帶內(nèi)阻塞干擾之下，而期望有用信號的電平為PS(dBm)，則要求ADC的動態(tài)范圍DRADC應(yīng)滿足例如，對于5GNR廣域基站帶內(nèi)阻塞3GPP協(xié)議要求來說，接收機(jī)工作在-43dBm的阻塞干擾下，靈敏度惡化量小于6dB，即有用信號電平大約為-95.7dBm?？紤]3dB余量，使用-40dBm來替代-43dBm。干擾信號峰均比約為8dB，且?guī)?nèi)增益不平坦度大約為2dB。則要求ADC的最小動態(tài)范圍=-40+95.7+8+2=65.7dB。射頻直采接收機(jī)的線性度和其他接收接收機(jī)類似，可以基于三階截點(diǎn)IP3計(jì)算。無論是超外差式接收機(jī)還是零中頻接收機(jī)，ADC之前都有信道濾波器，但由于射頻直采接收機(jī)中ADC和射頻前端直接相連，因此射頻直采架構(gòu)中ADC的線性度比其他架構(gòu)高。接收機(jī)總的IIP3RX可表示為從無信道濾波器干擾抑制和接收靈敏度兩個(gè)方面，都促使射頻直采接收機(jī)需要更高的線性度。3.4架構(gòu)對比與選擇由于寬帶化是5G和6G網(wǎng)絡(luò)一大顯著特征，這使得射頻直采架構(gòu)的優(yōu)勢進(jìn)一步突顯。新一代高速轉(zhuǎn)換器打造的解決方案可以提供更高的瞬時(shí)帶寬而不犧牲系統(tǒng)靈敏度，同時(shí)還能在頻率規(guī)劃方面提供更大的靈活性，消除前端射頻帶上的下混頻級的必要性。3.5射頻收發(fā)器隨著軟件定義無線電和大規(guī)模數(shù)?；旌霞呻娐返陌l(fā)展，以及射頻電路小型化的演進(jìn)需求，集成AD/DA轉(zhuǎn)換器、調(diào)制/解調(diào)器等電路的單芯片射頻收發(fā)器(RFTransceiver，也稱為RFIC)逐漸取代了傳統(tǒng)的分立收發(fā)模塊，在整個(gè)射頻電路中處于絕對核心地位。得益于協(xié)議的穩(wěn)定和市場的龐大，WIFI、藍(lán)牙、GPS等消費(fèi)類RFIC芯片已非常成熟。但對于通信設(shè)備領(lǐng)域，由于性能要求高、協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)眾多、頻段規(guī)劃復(fù)雜，特別是基站類RFIC，近幾年才暫露頭角。3.5射頻收發(fā)器近幾年主流規(guī)格RFIC芯片列表3.5射頻收發(fā)器3.5.1 零中頻RFIC高性能零中頻RFIC代表——ADRV9026ADRV9026提供了4個(gè)獨(dú)立控制的發(fā)射通道、4個(gè)獨(dú)立控制的接收通道、用于監(jiān)控每個(gè)發(fā)射通道的反饋通道、頻率綜合單元和數(shù)字信號處理單元，可提供完整的收發(fā)器解決方案，其結(jié)構(gòu)框圖如圖3-21所示。該器件采用零中頻收發(fā)架構(gòu)，具有低功耗、低噪聲等優(yōu)點(diǎn)，提供小基站、宏基站、MassiveMIMO等移動通信設(shè)備應(yīng)用所需的性能。ADRV9026結(jié)構(gòu)框圖3.5射頻收發(fā)器3.5.1 零中頻RFIC發(fā)射校正

在使用內(nèi)環(huán)初始化校正時(shí)，遍歷不同衰減檔位創(chuàng)建衰減初始校正表。另外，需保證外部PA處于關(guān)斷模式，防止PA大功率信號對RFIC內(nèi)環(huán)小信號造成干擾，以及RFIC輸出大信號對PA造成潛在損壞。外環(huán)校正主要對外部環(huán)路通道的增益和相位等進(jìn)行評估校正和本振泄露抑制，在保證反饋不飽和的情況下，盡可能提高反饋接收信號的SNR，保證校正精度。ADRV9026發(fā)射本振泄露和QEC內(nèi)外環(huán)校正框圖3.5射頻收發(fā)器3.5.1 零中頻RFIC接收增益控制30dB的增益控制