《計(jì)算機(jī)電子電路技術(shù)-電路與模擬電子部分》課件第8章 集成運(yùn)算放大器

8.1零點(diǎn)漂移8.2差動(dòng)放大電路8.3電流源電路8.4集成運(yùn)算放大器介紹8.5集成運(yùn)放的性能指標(biāo)8.6集成運(yùn)放應(yīng)用基礎(chǔ)第8章集成運(yùn)算放大器8.7運(yùn)算電路8.8有源濾波器8.9電壓比較器8.10集成運(yùn)放應(yīng)用舉例8.11集成運(yùn)算放大器實(shí)際使用中的一些問題8.1零點(diǎn)漂移

基于集成工藝的特點(diǎn)，集成運(yùn)算放大電路與分立元件組成的具有同樣功能的電路相比，具有如下特點(diǎn)：

(1)由于集成工藝的關(guān)系，目前還不能制作大容量的電容，所以電路結(jié)構(gòu)均采用直接耦合方式。

(2)為提高集成度(指在單位硅片面積上所集成的元件數(shù))和集成電路性能，一般集成電路的功耗要小，所以集成運(yùn)放各級的偏置電流通常較小。(3)集成運(yùn)放中的電阻元件，是利用硅半導(dǎo)體材料的體電阻制成的，所以集成電路中的電阻阻值范圍受一定限制，一般在幾十歐姆到幾十千歐姆，太高太低都不易制造。

(4)在集成電路中，制造有源器件(晶體三極管、場效應(yīng)管等)比制造大電阻占用的面積小，且工藝上也不會(huì)增加麻煩，因此集成電路中大量使用有源器件組成的有源負(fù)載，以獲得大電阻，提高放大電路的放大倍數(shù)，將其組成電流源，以獲得穩(wěn)定的偏置電流。而且二極管也常用三極管代替。

圖8.1是典型集成運(yùn)放的原理框圖，它由4個(gè)主要環(huán)節(jié)組成。輸入級的作用是提供與輸出端成同相關(guān)系和反相關(guān)系的兩個(gè)輸入端，對其要求是溫度漂移要盡可能地小。中間級主要是完成電壓放大任務(wù)。輸出級是向負(fù)載提供一定的功率，屬于功率放大(將在第10章中講述)。偏置電路是向各級提供穩(wěn)定的靜態(tài)工作電流。除此之外還有一些輔助環(huán)節(jié)，如電平偏移電路是調(diào)節(jié)各級工作電壓的，且當(dāng)輸入端信號為零時(shí)，要求輸出對地也為零，故應(yīng)有調(diào)零電路。短路保護(hù)(過流保護(hù))電路是防止輸出端短路時(shí)損壞內(nèi)部管子的。等等。圖8.1

運(yùn)算放大器均采用直接耦合方式。這里主要討論直接耦合放大電路的零點(diǎn)漂移問題。由于直接耦合使得各級Q點(diǎn)互相影響，如前級Q點(diǎn)發(fā)生變化，則會(huì)影響到后面各級的Q點(diǎn)。由于各級的放大作用，第一級微弱變化將經(jīng)多級放大器的放大，使輸出端產(chǎn)生很大的變化。最常見的是由于環(huán)境溫度的變化而引起工作點(diǎn)漂移，稱為溫漂，它是影響直接耦合放大電路性能的主要因素之一。當(dāng)輸入短路時(shí)，輸出將隨時(shí)間緩慢變化，如圖8.2所示。圖8.2零點(diǎn)漂移

這種輸入電壓為零，輸出電壓偏離零值的變化稱為“零點(diǎn)漂稱”，簡稱“零漂”。這種輸出顯然不反映輸入信號的輸出，造成假象，將會(huì)造成測量誤差，或使自動(dòng)控制系統(tǒng)發(fā)生錯(cuò)誤動(dòng)作，嚴(yán)重時(shí)，將會(huì)淹沒真正的信號。零漂不能以輸出電壓的大小來衡量。

因?yàn)榉糯箅娐返姆糯蟊稊?shù)越高，輸出漂移必然愈大，與此同時(shí)對輸入信號放大也愈大，所以零漂一般將輸出漂移電壓折合到輸入端來衡量。例如，兩個(gè)放大電路A、B，輸出端的零漂均為1V，但A放大電路的放大倍數(shù)為1000，B放大電路的為200，而折合到輸入端的零漂電壓：A為1V/1000=1mV;B為1V/200=0.005V=5mV，顯然A放大電路的零漂小于B放大電路。也可這樣講：A放大電路輸入信號只要大于1mV則輸出信號大于零漂；而B放大電路需要輸入信號大于5mV，輸出信號才大于零漂。8.2差動(dòng)放大電路8.2.1基本形式基本形式如圖8.3所示，對電路要求是：兩個(gè)電路的參數(shù)完全對稱，兩個(gè)管子的溫度特性也完全對稱。由于電路對稱，當(dāng)輸入信號Ui=0時(shí)，則兩管電流相等，兩管集電極電位也相等，所以輸出電壓

圖8.3

如果溫度上升使兩管電流均增加，則集電極電位

均下降，由于兩管處于同一環(huán)境溫度，因此兩管電流的變化量和電壓變化量都相等，即；，其輸出電壓仍然為零。這說明，盡管每一管子的靜態(tài)工作點(diǎn)均隨溫度而變化，但c1,c2兩端之間的輸出電壓卻不隨溫度而變化，且始終為零，故有效地消除了零漂。從以上過程可知，該電路是靠電路的對稱來消除零漂的。

輸入信號可以有兩種類型：

1.共模信號及共模電壓放大倍數(shù)Auc

所謂共模信號，是指在差動(dòng)放大管V1和V2的基極接入幅度相等、極性相同的信號，如圖8.4(a)所示，即下標(biāo)ic表示為共模輸入信號。圖8.4差動(dòng)放大電路的兩種輸入信號

(a)共模信號；(b)差模信號

共模信號對兩管的作用是同向的，如

均為正，將引起兩管電流同量增加，而兩管集電極電壓也將同量減少，故從兩管集電極輸出共模電壓Uoc為零。由上看出共模信號的作用與溫度影響相似。所以常常用對共模信號的抑制能力來反映電路對零漂的抑制能力，當(dāng)然共模放大倍數(shù)也反映了電路抑制零漂的能力。由于該電路從兩管集電極共模輸出電壓為零，所以說明當(dāng)差動(dòng)電路對稱時(shí)，對共模信號的抑制能力特強(qiáng)。2.差模信號及差模電壓放大倍數(shù)Aud

差模信號是指在差動(dòng)放大管V1與V2的基極分別加入幅度相等而極性相反的信號，如圖8.4(b)所示，即下標(biāo)id表示差模輸入信號。

如

對地為正，則

對地為負(fù)，因此V1管集電極電壓下降，V2管集電極電壓上升，且二者變化量的絕對值相等，所以在兩管集電極電壓變化為每管集電極電壓的二倍，即或而此時(shí)的兩管基極b1,b2的信號為故(8―2)

這說明，差動(dòng)放大電路的差模電壓放大倍數(shù)等于單管電壓放大倍數(shù)。需指出的是R’L的求出問題。當(dāng)RL→∞時(shí)，R’L=Rc；當(dāng)輸出端c1和c2間接入RL，由于一管電位下降，另一管電位上升，則中間某一點(diǎn)其電位不變，如電路對稱，該點(diǎn)正好在RL/2處，所以R’L=Rc∥(RL/2)，這是在求放大倍數(shù)時(shí)需注意的問題。

由上看出，輸入端信號之差

為0時(shí)(即共模信號時(shí))輸出為0；輸入端信號之差

不為零時(shí)，就有輸出，故稱為差動(dòng)放大電路。前面已提到，基本差動(dòng)放大電路靠電路的對稱性，在電路的兩管集電極c1,c2間輸出，將溫度的影響抵消，這種輸出我們稱為雙端輸出。而電路中對每一個(gè)管子并沒有采取任何措施來消除零漂。所以，基本差動(dòng)電路存在如下問題：(1)電路難于絕對對稱，所以輸出仍然存在零漂。

(2)由于每個(gè)管沒采取消除零漂的措施，所以當(dāng)溫度變化范圍十分大時(shí)，有可能差動(dòng)放大管進(jìn)入截止或飽和，使放大電路失去放大能力。

(3)在實(shí)際工作中，常常需要對地輸出，即從c1和c2對地輸出(這種輸出我們稱為單端輸出)，而這時(shí)零漂與單管放大電路一樣，仍然十分嚴(yán)重。8.2.2長尾式差動(dòng)放大電路長尾式差動(dòng)放大電路，又稱為射極耦合差動(dòng)放大電路，如圖8.5所示。圖中兩管通過射極電阻Re和UEE耦合。

1.靜態(tài)工作點(diǎn)靜態(tài)時(shí)，輸入短路，由于流過電阻Re的電流為和之和，且電路對稱，，故又

圖8.5

UCE=Uc-UE;Uc=UCC-IcRc;UE=-(UBE+IBRs)

所以

UCE=UCC-IcRc+UBE+IBRs所以(8―3)2.對共模信號的抑制作用共模信號對兩管引起同向變化，與基本電路相似，但由于長尾電路中射極接入Re，只需討論一下Re的作用即可。由于是同向變化，故流過Re的共模信號電流是

，對每一管而言，可視為在射極接入電阻為2Re，如圖8.6所示。

圖8.6長尾式共模信號等效電路(a)共模信號電流；(b)共模信號交流通路

對雙端輸出電路，由于電路對稱，其共模輸出電壓仍為零。當(dāng)從一個(gè)管子的集電極對地輸出時(shí)(即單端輸出)，由于2Re的作用，將引入很強(qiáng)的負(fù)反饋?zhàn)饔?，對零漂起到抑制作用。單端輸出時(shí)，共模放大倍數(shù)Auc單利用第6章的方法求得，即(8―4)單

從(8―4)式可看出，由于Re的接入，使每個(gè)管的共模放大倍數(shù)下降很多，即對零漂具有很強(qiáng)的抑制能力。3.對差模信號的放大作用差模信號引起兩管電流反向變化，即一管電流上升，另一管電流下降。流過射極電阻Re的差模電流為

，由于電路對稱，，所以流過Re的差模電流為零，Re上的差模信號電壓也為零，故將射極視為地電位，此處“地”稱為“虛地”，Re對差模信號不產(chǎn)生任何影響。其等效電路如圖8.7所示。由于Re對差模信號不產(chǎn)生影響，故雙端輸出的差模放大倍數(shù)仍為單管放大倍數(shù)，即(8―5)圖8.7長尾式電路差模信號等效電路

(a)差模信號電流；(b)差模交流電路4.共模抑制比我們不僅要求放大電路對共模信號的抑制能力好，而且要求對差模信號的放大能力強(qiáng)。所以用共模抑制比CMRR來衡量差動(dòng)放大電路性能的優(yōu)劣。CMRR定義如下：(8―6)這個(gè)值越大，表示電路對共模信號的抑制能力越好。有時(shí)還用對數(shù)的形式表示共模抑制比，即(8―7)CMR的單位為分貝(dB)。5.一般輸入信號情況如果差動(dòng)放大電路的輸入信號，既不是共模信號也不是差模信號，即

，又應(yīng)如何處理呢?此時(shí)可將輸入信號分解成一對共模信號和一對差模信號，它們共同作用在差動(dòng)放大電路的輸入端。設(shè)差模放大電路的輸入為

和

，則差模輸入電壓

是二者之差，即(8―8)每個(gè)管的差動(dòng)信號輸入為(8―9)共模輸入電壓Uic為二者的平均值則(8―10)(8―11)

例1圖8.5電路中，已知差模增益為48dB，共模抑制比為67dB，

。試求輸出電壓Uo。解因?yàn)?0lg|Aud|=48dB,故Aud≈-251而CMR=67dB,故CMRR≈2239，所以

則輸出電壓為6.其它指標(biāo)差模輸入電阻rid:在差模輸入信號作用下，輸入電壓Uid與流入電流之比稱為差模輸入電阻rid，即從兩個(gè)輸入端看進(jìn)去的差模輸入電阻，利用第6章的知識可得

rid=2(rbe+Rs)(8―12)

差模輸出電阻rod:從兩管集電極輸出的差模輸出電阻rod為

rod=2Rc(8―13)

共模輸入電阻ric:共模輸入電壓Uic與共模輸入電流Iic之比，如兩個(gè)輸入端連在一起接成共模輸入信號，如圖8.8(a)所示，其輸入電阻為

(8―14)

如共模信號分別由兩個(gè)輸入端送進(jìn)，如圖8.8(b)所示，則從一個(gè)輸入端看進(jìn)去的輸入電阻為(8―15)

圖8.8兩種共模信號接入電路(a)兩個(gè)輸入端連在一起；(b)輸入端分開

為了克服半導(dǎo)體三極管V1,V2和電路元件參數(shù)不對稱所造成的輸出直流電壓Uo≠0的現(xiàn)象，電路中常增加調(diào)零電路，如圖8.9(a),(b)所示。在射極增加電位器RW，在集電極至電源間接入電位器RW，它們均是利用電位器RW的分配來補(bǔ)償電路參數(shù)的不對稱。注意：RW的接入對指標(biāo)參數(shù)的影響，如射極調(diào)零電路，RW對指標(biāo)影響的有關(guān)計(jì)算公式如下：差模放大倍數(shù)Aud(8―16)

差模輸入電阻rid

共模輸入電阻ric(對應(yīng)圖8.8(a))或者為(對應(yīng)圖8.8(b))(8―17)(8―18)(8―19)圖8.9具有調(diào)零電路的差動(dòng)放大電路

(a)發(fā)射極調(diào)零；(b)集電極調(diào)零8.2.3恒流源差動(dòng)放大電路長尾式差動(dòng)放大電路，由于接入Re，提高了共模信號的抑制能力，且Re愈大，抑制能力愈強(qiáng)。但是Re增大，Re上的直流壓降增大，為保證管子正常工作，則必須提高UEE值，這是不合算的。為此希望有這樣一種器件：交流電阻r大，而直流電阻R小。恒流源即具有此特性。恒流源的電流、電壓特性如圖8.10所示。從圖上可分別表示出交流電阻r和直流電阻R，即圖8.10恒流源的電流、電壓特性

將長尾式中Re用恒流源代替，即得恒流源差動(dòng)放大電路，如圖8.11(a)所示。求恒流源電路的等效電阻，與求放大電路的輸出電阻相同，其等效電路如圖8.11(b)所示。按輸入短路，輸出加電源Uo，求出Io，則恒流源等效電阻為(8―20)(8―21)圖8.11恒流源差動(dòng)放大電路(a)電路；(b)恒流源等效電路

由式(8―21)得代入式(8―20)，得恒流源的交流等效電阻為(8―22)

其中rce是管子c、e之間的電阻。設(shè)β=80,rce=100kΩ,rbe=1kΩ,R1=R2=6kΩ,R3=5kΩ，則

用如此大的電阻作為Re，當(dāng)然其對共模信號的抑制能力會(huì)得到很大的提高。而此時(shí)恒流源所要求的電源電壓卻不高，如對應(yīng)的靜態(tài)電流為(8―23)8.2.4差動(dòng)放大電路的4種接法差動(dòng)放大電路有兩個(gè)輸入端和兩個(gè)輸出端，所以信號的輸入、輸出方式有4種情況?，F(xiàn)分別敘述如下：

1.雙端輸入、雙端輸出前面的分析均是以此種形式為主進(jìn)行分析的。如圖8.12(a)所示，根據(jù)前面的分析得出差模電壓放大倍數(shù)為

差動(dòng)輸入電阻rid和rod可表示為

rid=2(Rs+rbe)rod≈2Rc

共模電壓放大倍數(shù)共模輸出電壓Uoc

共模輸入電壓Uic

=0共模抑制比CMRR→∞。圖8.12差動(dòng)放大電路的4種接法2.雙端輸入、單端輸出這種電路如圖8.12(b)所示。由于輸出只從V1的集電極輸出，所以輸出電壓只有雙端輸出的一半，即差模電壓放大倍數(shù)為(8―24)

如果從V2管輸出，僅是Uo的相位與前者相反，其表達(dá)式仍為(8-24)式，但需把負(fù)號去掉。單

共模電壓放大倍數(shù)為輸入電阻rid=2(Rs+rbe);輸出電阻rod≈Rc;共模抑制比為(8―25)(8―26)3.單端輸入、雙端輸出如圖8.12(c)，Ui僅加在V1管輸入端，V2管輸入端接地；或者Ui僅加在V2管輸入端，V1管輸入端接地。這種輸入方式稱單端輸入，是實(shí)際電路中常用的一種。按式(8―8)、(8―9)、(8―10)，可得所以

當(dāng)忽略電路對共模信號的放大作用時(shí)，單端輸入就可等效為雙端輸入的情況，故雙端輸入、雙端輸出的結(jié)論均適用單端輸入、雙端輸出。這種接法的特點(diǎn)是把單端輸入的信號轉(zhuǎn)換成雙端輸出，作為下一級的差動(dòng)輸入，適用于負(fù)載兩端任何一端不接地，而且輸出正負(fù)對稱性好的情況(如示波管的偏轉(zhuǎn)板)。而實(shí)際中常常需要對地輸出，所以單端輸入、雙端輸出接法就不適用。4.單端輸入、單端輸出此種情況如圖8.12(d)所示，按與前述相同的方法，可得出它與雙端輸入、單端輸出的電路等效。這種接法的特點(diǎn)是它比單管基本放大電路具有較強(qiáng)的抑制零漂能力，而且可根據(jù)不同的輸出端，得到同相或反相關(guān)系。綜上所述，差動(dòng)放大電路電壓放大倍數(shù)僅與輸出形式有關(guān)，只要是雙端輸出，它的差模電壓放大倍數(shù)與單管基本放大電路相同；如為單端輸出，它的差模電壓放大倍數(shù)是單管基本電壓放大倍數(shù)的一半，輸入電阻都是相同的。

例2電路如圖8.13所示，設(shè)UCC=UEE=12V,β1=β2=50,

RW=200Ω,R3=33kΩ,R2=6.8kΩ,R1=2.2kΩ,

。

(1)求靜態(tài)工作點(diǎn)。

(2)求差模電壓放大倍數(shù)。

(3)求RL=100kΩ時(shí)，差模電壓放大倍數(shù)。

(4)從V1管集電極輸出，求差模電壓放大倍數(shù)和共模抑制比CMRR(設(shè)rce3=50kΩ)。圖8.13例2電路圖8.3電流源電路8.3.1鏡像電流源電路電路如圖8.14所示，圖中V1,V2組成對管，由圖可知

由此得(8―27)IR稱為參考電流，其大小主要由UCC和電阻R確定，即若β>>1，則(8―28)圖8.14鏡像電流源

由以上分析可知，當(dāng)參考電流IR一定時(shí)，不管V2管集電極支路中的負(fù)載如何，

總是等于IR，二者關(guān)系像一面鏡子，所以稱這種電路為鏡像電流源。這種電路的優(yōu)點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡單，并且具有一定的溫度補(bǔ)償作用，但是也存在以下不足之處：

(1)受電源的影響大。當(dāng)UCC變化時(shí)，

幾乎也同樣隨之變化，因此它不適應(yīng)電源電壓在大幅度變動(dòng)下運(yùn)行。

(2)當(dāng)要求得到小的電流源時(shí)，如微安級的電流，就要求較大的電阻R，如

=10μA,UCC=15V時(shí)，R約為1.5MΩ，這用集成工藝是難以實(shí)現(xiàn)的。(3)由于恒流特性不夠理想，管子c,e極間電壓變化時(shí)，IC也會(huì)作相應(yīng)的變化，即電流源的輸出電阻還不夠大。

(4)圖8.14電路，輸出電流

與基準(zhǔn)電流僅僅是近似相等，特別是當(dāng)β值不夠大時(shí)，二者之間誤差更大。為提高鏡像電流源的精度以及進(jìn)一步提高電路的輸出電阻，可采用威爾遜電流源。

4.3.2威爾遜電流源在圖8.14的基礎(chǔ)上增加一個(gè)放大管V3，就可組成威爾遜電流源，如圖8.15所示。且由上可推得(8―29)圖8.15威爾遜電流源8.3.3微電流源為了使

為弱電流時(shí)，R值仍不大，我們可以在鏡像電流源的基礎(chǔ)上，引入一個(gè)電阻Re到V2的發(fā)射極如圖8.16所示。此時(shí)

。因此，即使

比較大，但由于Re的存在，

將使

，即在R不太大的情況下，也能滿足

比較小的要求。此外，Re引入電流負(fù)反饋，也提高了V2的集電極輸出電阻，它更接近于理想的恒流源。由圖8.17可得圖8.16微電流源

再由二極管的基本公式(8―30)故(8―31)設(shè)

，即得圖8.17多路偏置電流源

與鏡像電流源相比，微電流源具有以下特點(diǎn)：

(1)當(dāng)電源電壓UCC變化時(shí)，雖然IR與

也要作相應(yīng)的變化，但由于Re的負(fù)反饋?zhàn)饔茫?/p>

的變化將要小得多，故提高了恒流源對電源變化的穩(wěn)定性。

(2)當(dāng)溫度上升時(shí)，

將要增加，由圖8.16可看出，此時(shí)

和

均將下降，所以對

的增加有抑制作用，從而提高了恒流源對溫度變化的穩(wěn)定性。

(3)由于Re引入電流負(fù)反饋，因此微電流的輸出電阻比V2本身的輸出電阻

要高得多。更接近理想的恒流源。8.3.4多路偏置電流源前面討論的電流源都是用一個(gè)參考電流去獲得另一個(gè)固定電流，實(shí)際中常用一個(gè)參考電流去獲得多個(gè)電流，而且各個(gè)電流的數(shù)值可以不相同。圖8.17就是在單電流源的基礎(chǔ)上得到的多路電流源。由圖可知參考電流IR=706μA，通過V2建立參考電壓，然后根據(jù)鏡像電流源和微電流源的電流分配原則，得出

,上述各值用式(8―31)算出，設(shè)各管β=80。

例3圖8.18是集成運(yùn)放F007中的一部分電路，它們組成電流源電路(各元器件的編號均與F007電路圖中的編號相同)，試計(jì)算各個(gè)管子的電流，其中V12和V13是橫向PNP管，β12=β13=2。V10和V11是NPN型管。解：流過電阻R5的電流就是參考電流IR，圖8.18V10,V11構(gòu)成微電流源，根據(jù)式(8―31)得即

的單位為微安，利用作圖法或試探法求得

≈28μA。

V12和V13組成鏡像電流源，由于β較小，則利用式(8―27)得8.3.5作為有源負(fù)載的電流源電路恒流源在集成電路中除了設(shè)置偏置電流外，還可作為放大器的有源負(fù)載，以提高電壓放大倍數(shù)。在第6章我們求各種放大電路的電壓放大倍數(shù)時(shí)，得出電壓放大倍數(shù)正比于負(fù)載電阻R’L，提高負(fù)載有利于放大倍數(shù)的提高。而R’L=Rc∥RL，RL是所要帶動(dòng)的負(fù)載，所以提高R’L，可通過提高Rc來達(dá)到，但Rc增大，影響靜態(tài)工作點(diǎn)，使放大電路的動(dòng)態(tài)范圍減小。

而電流源具有交流電阻大，直流電阻小的特點(diǎn)，故用電流源代替電阻Rc，將有效地提高該級的電壓放大倍數(shù)，對RL阻值較大的場合，效果更為突出，其電路如圖8.19所示。V1是共射放大電路，V2,V3(PNP管)組成鏡像電流作為V1管的負(fù)載電阻Rc。由于恒流源等效電阻為無窮大，可視為開路，則V1管變化的電流βIb全部流向RL，故電壓放大倍數(shù)得到提高。圖8.19有源負(fù)載共射放大電路8.4集成運(yùn)算放大器介紹

集成運(yùn)放是一種高放大倍數(shù)、高輸入電阻、低輸出電阻的直接耦合放大電路。為抑制零點(diǎn)漂移，對溫漂影響最大的第一級毫無例外地采用了差動(dòng)放大電路。為提高放大倍數(shù)，中間級一般采用有源負(fù)載的共射放大電路。輸出級為功率放大電路，為提高此電路的帶負(fù)載能力，多采用互補(bǔ)對稱輸出級電路。

下面我們以F007為例來分析集成運(yùn)放的各個(gè)組成部分。F007(μA741)屬于第二代集成運(yùn)放，電路內(nèi)部包含4個(gè)基本組成部分，即偏置電路、輸入級、中間級和輸出級。它的原理如圖8.20所示。圖中各引出端所標(biāo)數(shù)字為組件的管腳編號。它有8個(gè)引出端，其中②端為反相輸入端；③端為同相輸入端；⑥端為輸出端；⑦端和④端分別接正和負(fù)電源；①端與⑤端之間接調(diào)零電位器。圖8.20F007的電路原理圖8.4.1偏置電路

F007偏置電路由圖8.20中的V8~V13和R4,R5等元件組成，如圖8.21所示。其基準(zhǔn)電流IR為由IR便可求出其它各級電路的偏置電流。V10和V11組成微電流源，所以

比

小得多，二者關(guān)系由式(8―31)確定。

提供V9的集電極電流和V3,V4的基流I34，即

橫向PNP管V8,V9組成的鏡像電流源產(chǎn)生電流I8，提供輸入級V1,V2的集電極電流。

橫向PNP管V12,V13組成另一對鏡像電流源，向中間級V16,V17提供工作點(diǎn)電流。如圖8.20所示。圖8.21F007的偏置電路8.4.2輸入級輸入級由V1~V9組成，如圖8.22所示，V1,V2和V3,V4分別組成共集電極組態(tài)雙端輸出的差動(dòng)放大電路和共基極組態(tài)單端輸出的差動(dòng)放大電路。V5,V6和V7組成源電路，作為V3,V4差動(dòng)放大電路的集電極有源負(fù)載。V8,V9組成鏡像電流源，給差動(dòng)放大級V1,V2提供偏置電流。V8和V9不僅是鏡像電流源，而且還與V10,V11組成微電流源構(gòu)成共模負(fù)反饋環(huán)節(jié)以穩(wěn)定

，從而提高整個(gè)電路的共模抑制比。其過程如下：(因?yàn)镮10是恒定電流)圖8.22F007的輸入級8.4.4輸出級和過載保護(hù)輸出級的主要作用是給出足夠的電流以滿足負(fù)載的需要，同時(shí)還要具有較低的輸出電阻和較高的輸入電阻，以起到將放大級和負(fù)載隔離的作用。放大倍數(shù)要適中，太高沒必要，太低將影響總的放大倍數(shù)。除此之外，還應(yīng)該有過載保護(hù)，以防輸出端短路或過載電流過大而燒壞管子。F007的中間級由V16,V17組成的復(fù)合管，其負(fù)載由V12,V13組成的鏡像電流源作為有源負(fù)載的共射放大電路。由于采用了復(fù)合管電路，故提高了本級輸入電阻。中間級的放大倍數(shù)可達(dá)1000多倍。中間級電路如圖8.23所示。8.4.4輸出級和過載保護(hù)輸出級的主要作用是給出足夠的電流以滿足負(fù)載的需要，同時(shí)還要具有較低的輸出電阻和較高的輸入電阻，以起到將放大級和負(fù)載隔離的作用。放大倍數(shù)要適中，太高沒必要，太低將影響總的放大倍數(shù)。除此之外，還應(yīng)該有過載保護(hù)，以防輸出端短路或過載電流過大而燒壞管子。

輸出級電路如圖8.24所示。V18,V19復(fù)合管組成PNP三極管與V14組成準(zhǔn)互補(bǔ)推挽功率放大電路(將在第10章中講述)。

V15和R7,R8組成“UBE擴(kuò)大電路”(見第10章)，調(diào)整R7和R8的數(shù)值，可以使互補(bǔ)對稱功率放大電路有合適的靜態(tài)電流，以消除輸出電壓波形的交越失真(第10章講述)。圖8.23F007的中間級VD1,VD2,R9,R10組成過載保護(hù)電路。基本原理敘述如下：當(dāng)輸出信號為正，且輸出電流在額定值以內(nèi)時(shí)，VD1截止。當(dāng)輸出電流超過額定電流值，則R9上壓降增大，使VD1導(dǎo)通，將流進(jìn)V14管的基極電流通過VD1分流，從而使V14的輸出電流受到限制。同理，當(dāng)負(fù)向電流過大時(shí)，VD2導(dǎo)通，將V16基極電流旁路，從而限制了V18和V19的電流。

圖8.24F007的輸出級8.5集成運(yùn)放的性能指標(biāo)

集成運(yùn)放的性能指標(biāo)敘述如下：

1.開環(huán)差模電壓放大倍數(shù)Aod

這是指集成運(yùn)放在無外加反饋回路的情況下的差模電壓放大倍數(shù)，常用Aod表示，即

對于集成運(yùn)放而言，希望Aod大，且穩(wěn)定。目前高增益集成運(yùn)放的Aod可高達(dá)140dB(10+7倍)，理想集成運(yùn)放認(rèn)為Aod為無窮大。

2.最大輸出電壓Uop―p

最大輸出電壓是指在一定的電源電壓下，集成運(yùn)放的最大不失真輸出電壓的峰—峰值。如F007電源電壓為±15V時(shí)的最大輸出電壓為±10V，按Aod=10+5計(jì)算，輸出為±10V時(shí)，輸入差模電壓Uid的峰—峰值為±0.01mV。輸入信號超過±0.1mV時(shí)，輸出恒為±10V，不再隨Uid變化，此時(shí)集成運(yùn)放進(jìn)入非線性工作狀態(tài)。通常可用集成運(yùn)放的傳輸特性曲線表示上述關(guān)系，如圖8.25所示。圖8.25集成運(yùn)放的傳輸特性3.差模輸入電阻rid;rid的大小反映了集成運(yùn)放輸入端向差模輸入信號源索取電流的大小。要求rid愈大愈好，一般集成運(yùn)放rid為幾百千歐至幾兆歐，故輸入級常采用場效應(yīng)管來提高輸入電阻rid。F007的rid=2MΩ。認(rèn)為理想集成運(yùn)放的rid為無窮大。

4.輸出電阻ro;ro的大小反映了集成運(yùn)放在小信號輸出時(shí)的負(fù)載能力。有時(shí)只用最大輸出電流Iomax表示它的極限負(fù)載能力。認(rèn)為理想集成運(yùn)放的ro為零。5.共模抑制比CMRR

共模抑制比反映了集成運(yùn)放對共模輸入信號的抑制能力，其定義同差動(dòng)放大電路。CMRR愈大愈好，理想集成運(yùn)放的CMRR為無窮大。

6.最大差模輸入電壓Uidmax

從集成運(yùn)放輸入端看進(jìn)去，一般都有兩個(gè)或兩個(gè)以上的發(fā)射結(jié)相串聯(lián)，若輸入端的差模電壓過高，會(huì)使發(fā)射結(jié)擊穿。NPN管e結(jié)擊穿電壓僅有幾伏，PNP橫向管的e結(jié)擊穿電壓則可達(dá)數(shù)十伏，如F007為±30V。7.最大共模輸入電壓Uicmax

輸入端共模信號超過一定數(shù)值后，集成運(yùn)放工作不正常，失去差模放大能力。F007的Uicmax值為±13V。

8.輸入失調(diào)電壓UIO

該電壓是指為了使輸出電壓為零而在輸入端所加的補(bǔ)償電壓(去掉外接調(diào)零電位器)，它的大小反映了電路的不對稱程度和調(diào)零的難易。對集成運(yùn)放我們要求輸入信號為零時(shí)，輸出也為零，但實(shí)際中往往輸出不為零，將此電壓折合到集成運(yùn)放的輸入端的電壓，常稱為輸入失調(diào)電壓UIO。其值在1mV~10mV范圍，要求愈小愈好。9.輸入偏置電流IIB和輸入失調(diào)電流IIO

輸入偏置電流是指輸入差放管的基極(柵極)偏置電流，用

表示，而將

、

之差的絕對值稱為輸入失調(diào)電流IIO，即

IIO=|IB1-IB2|

可見IIB相當(dāng)于輸入電流的共模成分，而IIO相當(dāng)于輸入電流的差模成分。當(dāng)它們流過信號源電阻Rs時(shí)，其上的直流壓降就相當(dāng)于在集成運(yùn)放的兩個(gè)輸入端上引入了直流共模和差模電壓，因而也將引起輸出電壓偏離零值。10.輸入失調(diào)電壓溫漂和輸入失調(diào)電流溫漂它們可以用來衡量集成運(yùn)放的溫漂特性。通過調(diào)零的辦法可以補(bǔ)償U(kuò)IO、IIB、IIO的影響，使直流輸出電壓調(diào)至零伏，但卻很難補(bǔ)償其溫度漂移。11.-3dB帶寬fh;

在第6章頻率特性一節(jié)中我們已講過，隨著輸入信號頻率上升，放大電路的電壓放大倍數(shù)將下降，當(dāng)Aod下降到中頻時(shí)的0.707倍時(shí)為截止頻率，用分貝表示正好下降了3dB，故對應(yīng)此時(shí)的頻率fh稱為上限截止頻率，又常稱為-3dB帶寬。當(dāng)輸入信號頻率繼續(xù)增大，Aod繼續(xù)下降，當(dāng)Aod=1時(shí)，與此對應(yīng)的頻率fc稱為單位增益帶寬。F007的fc=1MHz。12.轉(zhuǎn)換速率SR

頻帶寬度是在小信號的條件下測量的。在實(shí)際應(yīng)用中，有時(shí)需要集成運(yùn)放工作在大信號情況(輸出電壓峰值接近集成運(yùn)放的最大輸出電壓Uop―p)，此時(shí)可用轉(zhuǎn)換速率(SR)來表示其特性，即

它是輸出電壓對時(shí)間的變化率，集成運(yùn)放的SR愈大，其輸出電壓的變化率也愈大，所以SR大的集成運(yùn)放才可能允許在較高的工作頻率下輸出較大的電壓幅度。8.6集成運(yùn)放應(yīng)用基礎(chǔ)8.6.1低頻等效電路在電路中我們將集成運(yùn)放作為一個(gè)完整的獨(dú)立器件來對待。因此，計(jì)算、分析時(shí)將集成運(yùn)放用等效電路來代替，由于集成運(yùn)放主要用在頻率不高的場合，所以我們只討論在低頻時(shí)的等效電路，如圖8.26所示。圖8.26集成運(yùn)放低頻等效電路

因?yàn)榧蛇\(yùn)放的信號輸入端有兩個(gè)，輸出端只有一個(gè)，故只畫出這三個(gè)端，其它端如電源端，調(diào)零端等，僅是保證集成運(yùn)放正常工作，而對討論輸出電壓與輸入電壓的函數(shù)關(guān)系聯(lián)系不大，為突出討論的核心問題，所以其它端一般不畫出。標(biāo)“+”的為同相輸入端，表示輸出電壓信號與該輸入端電壓信號相位相同；標(biāo)“-”的為反相輸入端，表明輸出電壓與該輸入端的電壓信號相位相反。對于只討論信號放大時(shí)，其它可不考慮，此時(shí)的簡化等效電路如圖8.26所示。4.6.2理想集成運(yùn)算放大電路大多數(shù)情況下，將集成運(yùn)放視為理想集成運(yùn)放。所謂理想集成運(yùn)放，就是將集成運(yùn)放的各項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)理想化，即

(1)開環(huán)電壓放大倍數(shù)Aod=∞；

(2)輸入電阻rid=∞；

(3)輸入偏置電流

；

(4)失調(diào)電壓UIO,失調(diào)電流IIO以及它們的溫漂

均為零；(5)共模抑制比CMRR=∞；

(6)輸出電阻rod=0；

(7)-3dB帶寬fh=∞；

(8)無干擾、噪聲。由于實(shí)際集成運(yùn)放與理想集成運(yùn)放比較接近，因此在分析、計(jì)算應(yīng)用電路時(shí)，用理想集成運(yùn)放代替實(shí)際集成運(yùn)放所帶來的誤差并不嚴(yán)重，在一般工程計(jì)算中是允許的。本章中凡未特別說明的，均將集成運(yùn)放視為理想集成運(yùn)放來考慮。8.6.3集成運(yùn)放工作在線性區(qū)當(dāng)集成運(yùn)放工作在線性區(qū)時(shí)，作為一個(gè)線性放大器件，它的輸出信號和輸入信號之間滿足如下關(guān)系：

Uo=Aod(U--U+)(8―32)

由于集成運(yùn)放的開環(huán)電壓放大倍數(shù)極大，而輸出電壓為有限值，故其輸入信號的變化范圍很小，在前面已講述過，F(xiàn)007的傳輸特性如圖8.25所示，其輸入信號變化范圍僅為±0.1mV，超過這個(gè)范圍，輸出不是Uom=10V就是Uom=-10V。顯然，這樣小的線性范圍無法進(jìn)行線性放大等任務(wù)。

為了擴(kuò)展集成運(yùn)放的線性工作范圍，必須通過外部元件引入負(fù)反饋，這是各種線性應(yīng)用電路的共同點(diǎn)。例如，F(xiàn)007開環(huán)時(shí)Aod=10+5，輸入信號的變化范圍僅有±0.1mV，如果引入負(fù)反饋后其閉環(huán)增益Auf=100，則反饋深度為考慮則得

即將輸入信號的變化范圍擴(kuò)大了10+3倍，可在0.1V~-0.1V范圍內(nèi)均工作在線性區(qū)。上述關(guān)系用傳輸特性表示，如圖8.27所示。由于理想集成運(yùn)放Aod=∞,而Uo是有限值，故由式(8―32)可得

U--U+≈0

即

U-≈U+(8―33)圖8.27引入負(fù)反饋擴(kuò)展線性區(qū)

滿足此條件的我們稱為“虛短”，即同相輸入端與反相輸入端電位相等，但不是短路。又由于理想集成運(yùn)放rid=∞，所以集成運(yùn)放輸入端不取電流，即

I-=I+=0(8―34)

式(8―33)、(8―34)兩個(gè)結(jié)論大大簡化了集成運(yùn)放應(yīng)用電路的分析計(jì)算，凡是線性應(yīng)用，均要用此兩個(gè)結(jié)論，因此必須牢記。8.6.4集成運(yùn)放工作在非線性區(qū)為了使集成運(yùn)放工作在非線性區(qū)，集成運(yùn)放一般均開環(huán)運(yùn)用或者加正反饋加速轉(zhuǎn)換過程。所以非線性運(yùn)用時(shí)，其電路結(jié)構(gòu)特點(diǎn)為開環(huán)或?yàn)檎答?。非線性運(yùn)用時(shí)，顯然放大關(guān)系已不存在，即

Uo≠Aod(U--U+)

由于Aod=∞，所以輸入端很微小的變化量，就可使其輸出電壓不是變到正向飽和壓降UOH就是變到負(fù)向飽和壓降UOL。其數(shù)值接近正、負(fù)電源電壓。U->U+時(shí)Uo=UOL

U-<U+時(shí)Uo=UOH

U-=U+為兩種狀態(tài)的轉(zhuǎn)折點(diǎn)。由于rid=∞，所以輸入電流仍為零，即

I-=I+=0

由上可看出，集成運(yùn)放工作區(qū)域不同，其近似條件也不同。所以在分析和計(jì)算集成運(yùn)放時(shí)，首先，應(yīng)判斷集成運(yùn)放工作在什么區(qū)域，然后才能用上述有關(guān)公式對集成運(yùn)放進(jìn)行分析、計(jì)算。

(8―35)8.7運(yùn)算電路8.7.1比例運(yùn)算電路將輸入信號按比例放大的電路，稱為比例運(yùn)算電路。按輸入信號加在不同的輸入端，又可分為：反相比例運(yùn)算、同相比例運(yùn)算、差動(dòng)比例運(yùn)算三種。比例運(yùn)算電路實(shí)際就是集成運(yùn)算放大電路的三種主要放大形式。

1.反相比例電路輸入信號加在反相輸入端，電路如圖8.28所示。因?yàn)?/p>

U-=U+=0虛短且虛地又I-=I+=0所以則(8―36)圖8.28

因?yàn)榧蛇\(yùn)放畢竟不是理想的，總存在輸入偏置電流IIB、輸入失調(diào)電流IIO、輸入失調(diào)電壓UIO及它們的溫漂，所以要求從集成運(yùn)放的兩個(gè)輸入端向外看的等效電阻相等，我們稱這為平衡條件，所以在同相端應(yīng)接入R′。上述結(jié)論對于由雙極性管子制成的集成運(yùn)放均適用。當(dāng)輸入電阻很高時(shí)，對此要求不嚴(yán)格。對于此例

R′=R1∥Rf

如R1=30kΩ,Rf=300kΩ，則R′=R1∥Rf≈27.3kΩ?？蛇x取R′=27kΩ。

反相比例電路具有如下特點(diǎn)：①由于反相比例電路存在虛地，即

U-=U+=0

所以它的共模輸入電壓為零。因此對集成運(yùn)放的共模抑制比要求低。這是其突出的優(yōu)點(diǎn)。

②輸入電阻低，ri=R1。所以對輸入信號的負(fù)載能力有一定的要求。2.同相比例電路輸入信號加在同相輸入端，電路如圖8.29所示。因?yàn)?/p>

U-=U+=Ui(虛短但不是虛地)I-=I+=0

而從Uo→Rf→R1→地回路又有如下關(guān)系：(8―37)圖8.29同相比例電路

同相比例電路具有如下特點(diǎn)：①輸入電阻很高，可高達(dá)1000MΩ以上。②由于U-=U+=Ui，即同相比例電路的共模輸入信號高為Ui，因此，對集成運(yùn)放的共模抑制比要求高。這是它的主要缺點(diǎn)，限制了它的適用場合。當(dāng)R1=∞或Rf=0時(shí)，則Uo=Ui，即組成電壓射極輸出器。常用的電壓射極輸出器電路如圖8.30所示。圖8.30電壓射極輸出器3.差動(dòng)比例電路輸入信號

,

分別加至反相輸入端和同相輸入端，電路如圖8.31所示。輸出電壓Uo與輸入信號

,

的關(guān)系可利用疊加原理求得，即

其中

是只考慮

時(shí)

時(shí)的輸出電壓；

是只考慮

時(shí)

時(shí)的輸出電壓。圖8.31差動(dòng)比例電路而所以如設(shè)

，則

(8―38)8.7.2和、差電路

1.反相求和電路反相求和電路如圖8.32所示。圖中畫出三個(gè)輸入端，實(shí)際中可根據(jù)需要增減輸入端的數(shù)量。其中電阻R′為

R′=R1∥R2∥R3∥Rf

運(yùn)用虛短和虛地概念，Ii=0，得則Uo=-IfRf所以(8―39)

圖8.32反相求和電路

反相求和電路的特點(diǎn)與反相比例電路相同。這種求和電路便于調(diào)整，可以十分方便地調(diào)整某一路的輸入電阻，改變該路的比例關(guān)系，而不影響其它路的比例關(guān)系。因此，反相求和電路用得較為廣泛。反相求和電路可以模擬如下方程：

例如，要求用集成運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)

如Rf=100kΩ，電路如圖8.32，只要選取即可。這樣，

R′=50kΩ∥100kΩ∥100kΩ∥20kΩ≈11.1kΩ2.同相求和電路同相求和電路如圖8.33所示。輸入端的個(gè)數(shù)也可根據(jù)需要進(jìn)行增減。而U+通過下式求出：圖8.33同相求和電路(8―40)(8―41)

該式必須在R′=R″的前提下才成立。當(dāng)改變某一路的電阻時(shí)，必須改變其它路電阻，以滿足R′=R″關(guān)系，所以調(diào)節(jié)遠(yuǎn)不如反相求和電路方便。同時(shí)，同相求和電路的共模輸入信號大，故同相求和電路遠(yuǎn)不如反相求和電路用得廣泛。

3.和差電路和差電路如圖8.34所示。利用疊加原理，可知電路對

,

進(jìn)行反相求和，而對

,

進(jìn)行同相求和，然后進(jìn)行疊加即得和差結(jié)果。

考慮

,

時(shí)，將

,接地，則得

考慮

,

時(shí)，將

,

接

其中

R′=R3∥R4R″=R1∥R2∥Rf

根據(jù)平衡條件R′=R″，由疊加原理得(8―42)

該電路只用一只集成運(yùn)放，故成本低，但電阻計(jì)算和電路調(diào)整均不方便。為此常用兩極集成運(yùn)放組成和差電路。用兩極集成運(yùn)放組成的和差電路如圖8.35所示。圖8.34和差電路

圖8.35用兩級集成運(yùn)放組成的和差電路

由于理想集成運(yùn)放輸出電阻ro=0，所以多級集成運(yùn)放相連時(shí)，后級對前級基本不影響，計(jì)算十分方便。因?yàn)?8―44)(8―43)

與式(8―42)一致。由于兩級集成運(yùn)放組成和差電路時(shí)，均采用反相求和電路，均存在虛地，共模輸入信號均為零，所以對集成運(yùn)放共模抑制比要求低，且電阻計(jì)算十分方便，電路調(diào)整容易。因此兩級集成運(yùn)放的和差電路比單級和差電路應(yīng)用更為廣泛。8.7.3積分電路和微分電路

1.積分電路積分電路是模擬計(jì)算機(jī)及積分型模數(shù)轉(zhuǎn)換等電路的基本單元之一，它可實(shí)現(xiàn)積分運(yùn)算及產(chǎn)生三角波等。所謂積分運(yùn)算即輸出電壓與輸入電壓成積分關(guān)系。如何構(gòu)成積分電路呢?利用電容器上電壓與流過電容的電流關(guān)系經(jīng)過變換得則

只要讓iC與輸入電壓有關(guān)，則可實(shí)現(xiàn)積分運(yùn)算。將反相比例電路的Rf換為電容器C即可。其電路如圖8.36所示。由電路得而,將其代入上式得(8―45)圖8.36基本反相積分電路

其中uC|t0表示t0時(shí)刻電容兩端的電壓值，即初始值uC(0)。當(dāng)初始值為零時(shí)(8―46)

如輸入為階躍電壓，如圖8.37(a)所示，t≥0時(shí)ui=E值，且電路中uC(0)=0，由式(8―46)得(8―47)

由此看出，當(dāng)E為正值時(shí)，輸出為反向積分，E對電容器恒流充電，其充電電流為E/R，故輸出電壓隨t線性變化。當(dāng)uo向負(fù)值方向增大到集成運(yùn)放反向飽和電壓UoL時(shí)，集成運(yùn)放進(jìn)入非線性工作狀態(tài)，uo=UoL保持不變，積分作用也就停止了。變化關(guān)系如圖8.37(a)所示。如輸入為方波，則輸出將是三角波，波形關(guān)系如圖8.37(b)所示。在0~t1期間，電容放電在t=t1時(shí)，uo=+Um。在t1~t2期間，電容充電

當(dāng)t=t2時(shí)，uo=-Um。如此周而復(fù)始，得三角波輸出，如圖8.37所示。圖8.37基本反相積分電路的積分波形

(a)階躍輸入；(b)方波輸入2.微分電路微分是積分的逆運(yùn)算，輸出電壓與輸入電壓呈微分關(guān)系。其電路如圖8.38所示。因?yàn)?8―48)

可見uo與輸入電壓ui的微分成正比。

圖8.38基本微分電路8.7.4對數(shù)和指數(shù)運(yùn)算電路

1.對數(shù)運(yùn)算電路對數(shù)運(yùn)算電路的輸出電壓是輸入電壓的對數(shù)函數(shù)。由于二極管的電流與它兩端的電壓有如下關(guān)系：當(dāng)Ud>>UT時(shí)

所以，將反相比例電路中的Rf用二極管或三極管代替，即可組成對數(shù)運(yùn)算電路，如圖8.39所示。圖8.39基本對數(shù)運(yùn)算電路

由圖8.39可得，當(dāng)二極管正向?qū)〞r(shí)(8―49)(8―50)(8―51)而由“虛地”可得輸出電壓為則由式(8―49)、(8―50)得出如下關(guān)系：2.指數(shù)運(yùn)算電路指數(shù)運(yùn)算是對數(shù)運(yùn)算的逆運(yùn)算。將對數(shù)運(yùn)算電路中的二極管VD和電阻R對換即得指數(shù)運(yùn)算電路，如圖8.41所示。由圖8.41可看出，利用“虛地”，ui=uD,設(shè)

ui>>UT，則而所以(8―52)圖8.40用三極管的對數(shù)運(yùn)算電路圖8.41基本指數(shù)運(yùn)算電路

例4集成運(yùn)放應(yīng)用電路如圖8.42所示。是一個(gè)高輸入阻抗放大器，試求電路的輸入電阻。解(8―53)而其中

從圖8.42可求得(8―54)(8―55)將式(8―55)代入式(8―54)得(8―56)因此(8―57)圖8.42高輸入阻抗放大器

式(8―57)代入式(8―53)得(8―58)

當(dāng)R-R1=0時(shí)，輸入電阻ri→∞。一般為防止自激，保證ri為正值，R約大于R1,故ri是一個(gè)較大的正值。8.8有源濾波器

濾波器的作用是允許規(guī)定頻率范圍之內(nèi)的信號通過，而使規(guī)定頻率范圍之外的信號不能通過，即受到很大衰減。按其工作頻率的不同，濾波器可分為：低通濾波器：允許低頻信號通過，將高頻信號衰減；高通濾波器：允許高頻信號通過，將低頻信號衰減；

帶通濾波器：允許某一頻帶范圍內(nèi)的信號通過，將此頻帶以外的信號衰減；帶阻濾波器：阻止某一頻帶范圍內(nèi)的信號通過，而允許此頻帶以外的信號通過。在電路分析課程中，利用電阻、電容等無源器件可以構(gòu)成簡單的濾波電路，稱為無源濾波器。如圖8.43(a),(b)分別為低通濾波電路和高通濾波電路。圖8.43(c),(d)分別為它們的幅頻特性。圖8.43無源濾波器及其幅頻特性由電路可求得它們的傳遞函數(shù)為：圖8.43(a)中(8―60)

它們的截止角頻率均為(8―61)

根據(jù)式(8―59)、(8―60)可作出它們的幅頻特性。由其幅頻特性可以看出，它們分別具有低通濾波和高通濾波特性。無源濾波電路主要存在如下問題：

(1)電路的增益小，最大僅為1。

(2)帶負(fù)載能力差。如在無源濾波電路的輸出端接一負(fù)載電阻RL，如圖8.43(a),(b)虛線所示，則其截止頻率和增益均隨RL而變化。以低通濾波電路為例，接入RL后，傳遞函數(shù)將成為(8―62)式中

為了克服上述缺點(diǎn)，可將RC無源網(wǎng)絡(luò)接至集成運(yùn)放的輸入端，組成有源濾波電路?？梢娫鲆鍭u為而截止頻率8.8.1低通濾波電路低通濾波電路如圖8.44所示。圖8.44(a)無源濾波網(wǎng)絡(luò)RC接至集成運(yùn)放的同相輸入端，圖8.44(b)RC接至反相輸入端。輸出電壓為而所以傳遞函數(shù)為(8―63)

圖8.44

式中Aup為通帶電壓放大倍數(shù)通帶截止角頻率(8―64)(8―65)其幅頻特性如圖8.45所示。

圖8.45低通有源濾波電路的幅頻特性(a)理想特性；(b)一階低通實(shí)際幅頻特性

以同樣的方法可得圖8.44(b)的幅頻特性：式中

由上述公式可見，我們可以通過改變電阻Rf和R1的阻值調(diào)節(jié)通帶電壓放大倍數(shù)，如需改變截止頻率，應(yīng)調(diào)整RC(圖8.44(a))或RfC(圖8.44(b))。一階濾波電路的缺點(diǎn)是當(dāng)ω≥ωo時(shí)，幅頻特性衰減太慢，以-20dB/10倍頻程的速率下降，與理想的幅頻特性相比相差甚遠(yuǎn)，如圖8.44(a),(b)所示。為此可在一階濾波電路的基礎(chǔ)上，再增加一級RC，組成二階濾波電路，它的幅頻特性在ω≥ωo時(shí)，以-40dB/10倍頻程的速率下降，衰減速度快，其幅頻特性更接近于理想特性。

為進(jìn)一步改善濾波波形，常將第一級的電容C接到輸出端，引入一個(gè)反饋。這種電路又稱為賽倫—?jiǎng)P電路，實(shí)際工作中更為常用。二階低通濾波電路如圖8.46所示。

圖8.46二階低通濾波器(a)二階低通濾波器；(b)改進(jìn)型二階低通濾波器8.8.2高通濾波電路高通濾波電路如圖8.47所示。其中圖(a)為同相輸入式；圖(b)為反相輸入式?，F(xiàn)以圖(a)為例說明如下：圖8.47高通有源濾波電路(a)同相輸入；(b)反相輸入所以(8―66)式中Aup為通帶電壓放大倍數(shù)(8―67)(8―68)通帶截止角頻率其幅頻特性如圖8.48所示。

圖8.48高通有源濾波器的幅頻特性(a)理想幅頻特性；(b)實(shí)際高通幅頻特性同樣的方法可以得到圖8.47(b)的特性：

由上式可見，通過改變電阻Rf和R1可調(diào)整通帶電壓放大倍數(shù)，改變截止頻率可調(diào)整RC或R1C。與低通濾波電路相似，一階電路在低頻處衰減太慢，為此可再增加一級RC，組成二階濾波電路，使幅頻特性更接近于理想特性。二階高通濾波電路如圖8.49所示。

圖8.49二階高通濾波電路(a)二階高通濾波器；(b)改進(jìn)型二階高通濾波器8.8.3帶通濾波電路和帶阻濾波電路將低通濾波電路和高通濾波電路進(jìn)行不同的組合，就可獲得帶通濾波電路和帶阻濾波電路。如圖8.50(a)，將一個(gè)低通濾波電路和一個(gè)高通濾波電路“串接”組成帶通濾波電路。ω>ωh的信號被低通濾波電路濾掉；ω<ωl的信號被高通濾波電路濾掉，只有ωl<ω<ωh的信號才能通過。顯然，ωh>ωl才能組成帶通電路。

圖8.50(b)為一低通濾波電路和高通濾波電路“并聯(lián)”組成的帶阻濾波電路。ω<ωh信號從低通濾波電路中通過；ω>ωl的信號從高通濾波電路通過，只有ωh<ω<ωl的信號無法通過。同樣，也要求ωh<ωl，才能組成帶阻電路。其典型電路如圖8.51所示。

圖8.50帶通、帶阻濾波電路組成原理(a)帶通濾波電路組成；(b)帶阻濾波電路組成

圖8.51帶通、帶阻濾波器的典型電路(a)帶通濾波典型電路；(b)帶阻濾波典型電路8.9電壓比較器

電壓比較器(簡稱比較器)的功能是比較兩個(gè)電壓的大小，通過輸出電壓的高電平或低電平，表示兩個(gè)輸入電壓的大小關(guān)系。電壓比較器可以用集成運(yùn)算放大器組成，也可采用專用的集成電壓比較器。電壓比較器一般具有兩個(gè)輸入端和一個(gè)輸出端。其輸入信號通常是兩個(gè)輸入信號，一般情況下，其中一個(gè)輸入信號是固定不變的參考電壓，另一個(gè)輸入信號則是變化的信號電壓。

而輸出信號只有兩種可能的狀態(tài)，即高電平或低電平。我們可以認(rèn)為，比較器的輸入信號是連續(xù)變化的模擬量，而輸出信號則是數(shù)字量，即“0”或“1”。因此，比較器可以作為模擬電路和數(shù)字電路的“接口”，并廣泛用于模擬信號/數(shù)字信號變換、數(shù)字儀表、自動(dòng)控制和自動(dòng)檢測等技術(shù)領(lǐng)域，另外，它還是波形產(chǎn)生和變換的基本單元電路。電壓比較器中的集成運(yùn)算放大電路通常均工作在非線性區(qū)，即滿足如下關(guān)系：

U->U+時(shí)Uo=UoL(8―69)U-<U+時(shí)Uo=UoH(8―70)8.9.1簡單電壓比較器電路如圖8.52所示，其中圖(a)參考電壓UR接集成運(yùn)放的同相輸入端，輸入信號ui接至反相輸入端；圖(b)正好相反，UR接至反相輸入端，ui接至同相輸入端。它們均為開環(huán)運(yùn)用。運(yùn)用式(8―69)和(8―70)可得圖8.52(a)的關(guān)系如下：

ui>URuo=UoLui<URuo=UoH

圖8.52簡單電壓比較器(a)反相比較；(b)同相比較

它們的傳輸特性如圖8.53(a)所示。它表明輸入電壓從低逐漸升高經(jīng)過UR時(shí)，uo將從高電平變?yōu)榈碗娖健Ｏ喾矗?dāng)輸入電壓從高逐漸降低經(jīng)過UR時(shí)，uo將從低電平變?yōu)楦唠娖健Ｎ覀儗⒈容^器的輸出電壓從一個(gè)電平跳變到另一個(gè)電平時(shí)所對應(yīng)的輸入電壓值稱為閾值電壓或門限電壓，簡稱為閾值，用符號UTH表示。對于圖8.52，UTH=UR。同理可得圖8.52(b)的傳輸特性，如圖8.53(b)所示。UR可為正，也可為負(fù)或零。當(dāng)UR=0時(shí)的比較器又稱為過零比較器。圖8.53簡單電壓比較器的傳輸特性

例5電路如圖8.52(a)所示，輸入ui為正弦波，試畫出輸出波形。解：輸出波形如圖8.54所示，顯然，輸出波形與UR有關(guān)，當(dāng)UR=0時(shí)，輸出為方波。有時(shí)為了減小輸出電壓的幅值，以適應(yīng)某種需要(如驅(qū)動(dòng)數(shù)