《電工電子技術(shù)基礎(chǔ)》課件-第10章

10.1集成運算放大器概述

10.2集成運放中的負(fù)反饋10.3運算放大器的應(yīng)用10.4正弦波振蕩電路10.5集成運算放大器的選擇和使用習(xí)題10.1集成運算放大器概述

10.1.1集成運算放大器的基本組成集成運算放大器(簡稱集成運放)是一種具有很高的電壓放大倍數(shù)、性能優(yōu)越、集成化的多級放大器。集成運放的類型、性能和用途不同，其內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)也有很大的差異。但不管內(nèi)部電路多么復(fù)雜，其基本組成主要有四個部分；輸入級、中間級、輸出級和偏置電路，如圖10.1.1所示。

圖10.1.1集成運放的基本組成輸入級是提高運算放大器質(zhì)量的關(guān)鍵部分，要求其輸入電阻高，能減小零點漂移和抑制干擾信號。輸入級一般都采用差動放大，有同相和反相兩個輸入端。中間級亦稱電壓放大級，主要進(jìn)行電壓放大，要求它的電壓放大倍數(shù)高，常由一級或多級共發(fā)射極電壓放大電路組成。輸出級與負(fù)載相接，要求輸出級能提供一定的輸出電壓和輸出電流，并且要求輸出電阻低，使輸出電壓穩(wěn)定。輸出級一般由互補對稱電路或射極輸出器構(gòu)成。偏置電路用于設(shè)置集成運放各級放大電路的靜態(tài)工作點。與分立元件不同，集成運放采用電流源電路為各級提供合適的集電極(或發(fā)射極、漏極)靜態(tài)工作電流，從而確定了合適的靜態(tài)工作點。在應(yīng)用集成運算放大器時，需要知道它的管腳的用途以及放大器的主要參數(shù)，至于它的內(nèi)部結(jié)構(gòu)并不重要。圖10.1.2所示是F007(5G24)集成運算放大器的外形、管腳和符號圖。它有雙列直插式(圖10.1.2(a))和圓殼式(圖10.1.2(b))兩種封裝。集成運算放大器可用圖10.1.2(c)所示的符號來表示。這種運算放大器用7個管腳與外電路相接，各管腳功能分別是：

1和5是外接調(diào)零電位器(通常為10kΩ)的兩個端子。

2是反相輸入端。由此端接入信號時，輸出與輸入反相。

3是同相輸入端。由此端接入信號時，輸出與輸入同相。

4是負(fù)電源端。接－15V穩(wěn)壓電源。

7是正電源端。接＋15V穩(wěn)壓電源。

6是輸出端。

8是空腳。

圖10.1.2

F007集成運算放大器的外形、管腳和符號圖10.1.2差分放大電路集成運放的輸入級采用差分放大電路，它能較好地抑制零點漂移。圖10.1.3是基本的差分電路原理圖。圖中晶體管V1和V2的特性相同，組成對稱電路。V3、VDZ和R1、R2組成恒流源，其中R1和穩(wěn)壓管VDZ可使V3

基極電位固定。當(dāng)因某種因素(例如溫度變化)使iC3增加(或減小)時，R2兩端的電壓也增加(或減小)，但因UB3固定，所以UBE3將減小(或增加)，iB3也隨之減小(或增加)，因此起到抑制iC3變化的作用，使iC3基本不變，故具有恒流源的作用。輸入信號從V1和V2的基極加入，輸出信號在V1和V2的集電極之間取出，電路具有兩個輸入端和兩個輸出端，常稱雙端輸入—雙端輸出。

圖10.1.3基本的差分放大電路

1.靜態(tài)分析當(dāng)輸入信號ui1和ui2為零(即靜態(tài))時，V1和V2的基極對地電位為零，此時V1和V2的基極相對于對地短接，由直流電源-UEE提供基極電流IB1和IB2，由于電路兩邊對稱，因此V1

和V2的靜態(tài)集電極電流為(10.1.1)靜態(tài)集電極對地電壓為UC1=UC2=UCC－RCIC1(10.1.2)故靜態(tài)時輸出電壓為uo=UC1-UC2=0此外，晶體管V1和V2由于溫度等因素引起的漂移也相同，即所以由漂移引起的輸出電壓?？梢?，電路采用對稱結(jié)構(gòu)和雙端輸出后，可保證輸入為零時輸出也為零，并且能很好地抑制零點漂移。

2.動態(tài)分析

1)差模信號輸入當(dāng)兩個輸入端對地分別加入輸入信號ui1和ui2時，若ui1與ui2大小相等、極性相反，即ui1=－ui2，則稱為差模信號。由于晶體管V3的恒流作用(iC3恒定)和V1、V2特性的對稱，使得在差模信號的作用下，V1和V2的集電極電流變化量大小相等而方向相反，集電極對地的電壓變化量uo1和uo2亦大小相等、極性相反，從而在晶體管V1與V2的集電極之間得到輸出電壓。由于V1和V2的集電極對地電位變化量大小相等而極性相反，且負(fù)載電阻RL的中點電位不變，電位變化量為零，因此對差模信號，RL的中點相當(dāng)于接地；此外，因V3等組成恒流源，iC3恒定不變，V3集電極電流的變化量為零，故V3集電極支路相當(dāng)于斷路。因此可得圖10.1.3基本差分放大電路差模輸入時的交流通路和微變等效電路如圖10.1.4所示。

圖10.1.4圖10.1.3電路差模輸入時的交流通路和微變等效電路在差模信號輸入時，ui1=-ui2，故ui=ui1－ui2=2ui1，即，。由圖10.1.4(b)的輸入回路可寫出：ib1=－ib2，ui=rbe1ib1－rbe2ib2(10.1.3)因rbe1=rbe2=rbe，β1=β2=β，故ui=2rbe1ib1=2ube1，ube1=ui1(10.1.4)

在輸出回路中，β1ib1=－β2ib2

(10.1.5)

故由式(10.1.4)和式(10.1.5)可得差模電壓放大倍數(shù)為(10.1.6)

即與單管放大電路的電壓放大倍數(shù)相同。式中負(fù)號表示在圖示參考方向下輸出電壓與輸入電壓反相。

2)共模輸入信號在差分放大電路中，兩個輸入端輸入大小相等、極性相同的信號(即ui1=ui2)，稱為共模信號。通常亦可把零點漂移看成是在輸入端施加的共模信號。差分放大電路在共模信號作用下的輸出電壓與輸入共模電壓之比稱為共模電壓放大倍數(shù)，用AC表示。在理想情況下，電路完全對稱，共模信號作用時，由于恒流源的作用，每管集電極電流和集電極電壓均不變化，因此，uo=0，即AC=0。實際上由于每管的零點漂移依然存在，電路不可能完全對稱，因此共模放大倍數(shù)并不為零。通常將差模電壓放大倍數(shù)Ad與共模電壓放大倍數(shù)AC之比定義為共模抑制比(CommonModeRejectionRatio)，用KCMRR表示，即

(10.1.7)

共模抑制比反映了差分放大電路放大差模信號和抑制共模信號的能力，其值越大，電路抑制共模信號(零點漂移)的能力越強。10.1.3運算放大器的特點分析

1.集成運算放大器的傳輸特性集成運放的電壓傳輸特性是指輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系曲線，如圖10.1.5所示，包含一個線性區(qū)和兩個飽和區(qū)。

圖10.1.5電壓傳輸特性當(dāng)運放工作在線性區(qū)時，輸出電壓uo與輸入電壓(u+－u－)是線性關(guān)系，線性區(qū)的斜率取決于Auo的大小。由于受電源電壓的限制，輸出電壓不可能隨輸入電壓的增加而無限增加，因此，當(dāng)uo增加到一定值后，就進(jìn)入了飽和區(qū)。正、負(fù)飽和區(qū)的輸出電壓±Uom一般略低于正、負(fù)電源電壓。由于集成運放的開環(huán)電壓放大倍數(shù)很大，而輸出電壓為有限值，因此線性區(qū)很窄。所以，要使運放穩(wěn)定地工作在線性區(qū)，必須引入深度負(fù)反饋。

2.集成運算放大器的主要參數(shù)

集成運算放大器的性能通常通過它的參數(shù)來表示。為了合理地選用和正確地使用運算放大器，必須了解其主要參數(shù)的意義。

(1)最大輸出電壓UOPP：能使輸出電壓和輸入電壓保持不失真關(guān)系的最大輸出電壓，一般略低于電源電壓。當(dāng)電源電壓為±15V時，UOPP

一般為±13V左右。

(2)開環(huán)電壓放大倍數(shù)Auo：指集成運放的輸出端和輸入端之間無外加回路(開環(huán))時的差模電壓放大倍數(shù)。常用運放的Auo很高，通常在104~107之間，即開環(huán)增益為80~140dB。Auo越高，所構(gòu)成的運算電路越穩(wěn)定，運算精度也越高、越理想。

(3)差模輸入電阻rid與輸出電阻ro：運算放大器的差模輸入電阻rid很高，一般為105~1011Ω；輸出電阻ro很低，通常為幾十歐至幾百歐。

(4)共模抑制比KCMRR：因為運放的輸入級采用差動放大電路，所以有很高的共模抑制比，一般為70~130dB。

(5)共模輸入電壓范圍UiCM：指運放所能承受的共模輸入電壓的最大值。超出此值，將會造成共模抑制比下降，甚至造成器件損壞。

(6)最大差模輸入電壓UiDM：指運放兩輸入端之間所能承受的最大電壓值。超出此值，將會使輸入級的晶體管損壞，從而造成運算放大器性能下降甚至損壞。

(7)輸入失調(diào)電壓Uio：對于理想的運算放大器，當(dāng)輸入端的信號為0(即把兩輸入端同時接地)時，輸出電壓為0。但由于輸入級差動電路不可能做得完全對稱，因此當(dāng)輸入電壓為0時，輸出電壓不為0。若要輸出電壓為0，必須在輸入端加一個很小的補償電壓，它就是輸入失調(diào)電壓，一般為幾毫伏。以上介紹的是集成運放的幾個主要參數(shù)，另外還有溫度漂移、靜態(tài)功耗等，這里不一一介紹了，需要時可查手冊。

3.理想運算放大器及其分析依據(jù)

在分析運算放大器時，一般將它看成一個理想運算放大器。理想化的條件是：

(1)開環(huán)電壓放大倍數(shù)Auo→∞；

(2)差模輸入電阻rid→∞；

(3)開環(huán)輸出電阻ro→0；

(4)共模抑制比KCMRR→∞。由于實際運算放大器的上述技術(shù)指標(biāo)接近理想條件，因此在分析運放的應(yīng)用電路時，用理想運算放大器代替實際運算放大器所產(chǎn)生的誤差并不大，在工程上是允許的，這樣可使分析過程大大簡化。后面對運算放大器都是根據(jù)它的理想化條件來進(jìn)行分析的。圖10.1.6是理想運算放大器的圖形符號。它有兩個輸入端和一個輸出端。反相輸入端標(biāo)“-”號，同相輸入端和輸出端標(biāo)“＋”號。它們對“地”電壓分別用u-、u+、uo表示?！啊蕖北硎鹃_環(huán)放大倍數(shù)的理想條件。

圖10.1.6運算放大器的圖形符號運算放大器工作在線性區(qū)時，分析依據(jù)有三條：

(1)由于運算放大器的差模輸入電阻rid→∞，故可以認(rèn)為兩輸入端的電流為零，即i+=i-≈0(10.1.8)可以稱為“虛斷”。

(2)由于運算放大器的開環(huán)電壓放大倍數(shù)Auo→∞，而輸出電壓是一個有限數(shù)值，故可以認(rèn)為即u+≈u-(10.1.9)

兩個輸入端的電位近似相等，可以稱為“虛短”。

(3)由于ro→0，因此可以不計負(fù)載(后一級)對輸出電壓(前一級)的影響。運算放大器工作在飽和區(qū)時，分析依據(jù)也有三條：

(1)這時輸出uo不是等于+Uom就是等于-Uom，即(10.1.10)

(2)式(10.1.8)仍成立。

(3)與線性區(qū)的(3)相同。當(dāng)u+>u-時，uo=+Uom

當(dāng)u+<u-時，uo=-Uom

10.2集成運放中的負(fù)反饋

如前所述，運算放大器必須引入深度負(fù)反饋才能工作在線性區(qū)。因此，在介紹運算放大器的應(yīng)用之前，先介紹一下反饋的概念和應(yīng)用。10.2.1反饋的基本概念所謂反饋，就是將電路的輸出信號(電壓或電流)的一部分或全部通過一定的電路(反饋電路)送回到輸入端，與輸入信號一同控制電路的輸出。放大電路的反饋框圖如圖10.2.1所示。其中基本放大電路和反饋電路構(gòu)成一個閉合回路，常稱為閉環(huán)。它們均如箭頭所示，單方向傳遞信號。

圖10.2.1反饋放大電路的框圖圖中，用x表示信號，它既可以表示電壓，也可以表示電流。xi、xo和xf分別表示輸入、輸出和反饋信號，xi和xf在輸入端比較(疊加)后得到凈輸入信號xd。若引回的反饋信號xf使得凈輸入信號xd減小，則為負(fù)反饋，此時xd=xi－xf

(10.2.1)若引回的反饋信號xf使得凈輸入信號xd增大，則為正反饋，此時xd=xi+xf

(10.2.2)放大電路中一般引入負(fù)反饋?；痉糯箅娐返妮敵鲂盘柵c凈輸入信號之比稱為開環(huán)放大倍數(shù)，用A0表示，即(10.2.3)反饋信號與輸出信號之比稱為反饋系數(shù)，用F表示，即(10.2.4)引入反饋后的輸出信號與輸入信號之比稱為閉環(huán)放大倍數(shù)，用Af表示，即(10.2.5)

綜合以上幾式可得(10.2.6)放大電路引入負(fù)反饋后，使放大倍數(shù)減小，即|Af|<|A0|，也就是|1+FA0|>1。|1+FA0|愈大，|Af|愈小，表明負(fù)反饋愈強。所以，常稱|1+FA0|為反饋深度。當(dāng)|1+FA0|>>1時，稱為深度負(fù)反饋，此時式(10.2.6)可寫為(10.2.7)

需要指出的是，由于xi、xd、xf和xo可能是電壓或電流，因此Af、A0和F都可以具有不同量綱。當(dāng)xi、xd、xf和xo均為電壓時，式(10.2.6)和(10.2.7)中的F量綱為1，而A0、Af則分別是開環(huán)和閉環(huán)電壓放大倍數(shù)。

10.2.2負(fù)反饋的類型根據(jù)反饋電路與基本放大電路在輸入、輸出端連接方式的不同，可將負(fù)反饋分為四種類型——電壓串聯(lián)負(fù)反饋、電壓并聯(lián)負(fù)反饋、電流串聯(lián)負(fù)反饋、電流并聯(lián)負(fù)反饋。

1.電壓串聯(lián)負(fù)反饋圖10.2.2是電壓串聯(lián)負(fù)反饋電路的框圖和典型電路。在圖10.2.2(a)中，比較環(huán)節(jié)的“＋”、“－-”號表示ui與uf為極性相反的負(fù)反饋。在圖10.2.2(b)所示電路中，集成運放即為基本放大環(huán)節(jié)，Rf和R構(gòu)成反饋環(huán)節(jié)，輸入電壓信號ui通過Rb加于集成運放同相端。由于圖中所標(biāo)ui、uf的極性是參考極性，而參考極性是可以任意規(guī)定的，因此為了判斷電路的反饋極性，通常采用瞬時極性法，即設(shè)定輸入信號在某一瞬間的極性，從而標(biāo)出電路中其他相關(guān)點在同一瞬間的極性。例如，圖中設(shè)輸入電壓的極性為正(用“”表示)，根據(jù)集成運放同相輸入端的概念，得知輸出電壓也為正，輸出電壓uo通過Rf和R分壓后得到的反饋電壓uf也為正，而uf加于集成運放的反相端?？梢姡谳斎牖芈分?，反饋信號(uf)、輸入信號(ui)、凈輸入信號(ud)都以電壓形式進(jìn)行比較求和，即ud=ui－uf。這一關(guān)系說明了兩點：①引入反饋后使凈輸入電壓減小，為負(fù)反饋；②反饋信號、輸入信號、凈輸入信號在輸入回路中彼此串聯(lián)(即以電壓量作比較)，成為串聯(lián)反饋。另一方面，因集成運放輸入端的電流很小，即忽略該電流，則uf為(10.2.8)

可見，反饋電壓uf正比于輸出電壓uo，也就是說，反饋電壓uf取自輸出電壓uo，而和負(fù)載電阻RL接入與否無關(guān)，稱為電壓反饋。因此，圖10.2.2(b)為電壓串聯(lián)負(fù)反饋電路。

圖10.2.2電壓串聯(lián)負(fù)反饋電路

2.電壓并聯(lián)負(fù)反饋

電壓并聯(lián)負(fù)反饋的框圖和典型電路如圖10.2.3所示。在圖10.2.3(b)所示電路中，用瞬時極性法標(biāo)出了ui和uo的相對極性以及各電流的實際方向。顯然，在輸入回路中，反饋信號(if)、輸入信號(ii)、凈輸入信號(id)都以電流量進(jìn)行比較求和，即id=ii－if，且引入反饋后使凈輸入電流減小，稱為并聯(lián)負(fù)反饋，而反饋電流為(10.2.9)

圖10.2.3電壓并聯(lián)負(fù)反饋電路由于u－很小，因此if取決于輸出電壓uo，而和RL接入與否無關(guān)，故稱為電壓反饋。因此該電路為電壓并聯(lián)負(fù)反饋電路。

3.電流串聯(lián)負(fù)反饋

圖10.2.4所示為電流串聯(lián)負(fù)反饋電路的框圖和典型電路。在圖10.2.4(b)所示電路中，RL為負(fù)載電阻。為了取得與負(fù)載電流成正比的反饋電壓，用一個電阻值小于RL的取樣電阻R與RL串聯(lián)，構(gòu)成反饋環(huán)節(jié)，把R上的電壓降uf引入反饋輸入端。用瞬時極性法標(biāo)出各電壓極性和電流的實際方向，如圖10.2.4(b)所示。顯然，ud=ui－uf，故為串聯(lián)負(fù)反饋;由于流入反相端的電流很小，故反饋電壓為uf≈Rio(10.2.10)

圖10.2.4電流串聯(lián)負(fù)反饋電路為了判別是電壓反饋還是電流反饋，可假設(shè)負(fù)載電阻RL不接(開路)，則io=0，這時，只要有輸入電壓ui，仍會有輸出電壓uo，但uf≈Rio=0，反饋量消失?？梢?，反饋電壓uf取自于輸出電流io，稱為電流反饋。因此，這個電路為電流串聯(lián)負(fù)反饋電路。

4.電流并聯(lián)負(fù)反饋電流并聯(lián)負(fù)反饋的框圖和典型電路如圖10.2.5所示。在圖10.2.5(b)所示電路中，RL為負(fù)載電阻，它和Rf、R構(gòu)成反饋網(wǎng)絡(luò)。用瞬時極性法可標(biāo)出輸入、輸出端的電壓極性和對應(yīng)各電流的方向，如圖10.2.5(b)所示?？梢姡琲d=ii－if，故為并聯(lián)負(fù)反饋；由于u－很小(接近零)，集成運放反相輸入端與電阻R的下端視為同電位，從電流的大小關(guān)系來看，Rf與R相當(dāng)于并聯(lián)，因此，if可以看成由io對Rf和R分流得到，即

顯然，反饋電流if取決于輸出電流io，故為電流反饋。所以，此電路為電流并聯(lián)負(fù)反饋電路。綜上所述，反饋電路在輸入回路中的接法決定了是串聯(lián)反饋還是并聯(lián)反饋，而在輸出回路中的接法則決定了是電壓反饋還是電流反饋。在單個集成運放組成的反饋放大電路中，反饋信號接到反相輸入端便構(gòu)成負(fù)反饋。(10.2.11)

圖10.2.5電流并聯(lián)負(fù)反饋電路

10.2.3負(fù)反饋對放大電路性能的影響在放大電路中引入負(fù)反饋可以改善放大電路的工作性能。負(fù)反饋對放大器性能的改善是以降低電壓放大倍數(shù)為代價的，但放大倍數(shù)的下降容易彌補。

1.降低放大倍數(shù)由圖10.2.1所示的反饋放大電路的框圖和式(10.2.3)容易得出，引入負(fù)反饋后，其閉環(huán)電壓放大倍數(shù)為

(10.2.12)

通常，將1+A0F稱為反饋深度，其值越大，反饋作用越強。因為|1+A0F|>1，所以引入負(fù)反饋后放大倍數(shù)降低，反饋越深，放大倍數(shù)下降越多。

2.提高放大倍數(shù)的穩(wěn)定性

在放大電路中，溫度的變化等因素會引起放大倍數(shù)的變化，而放大倍數(shù)的不穩(wěn)定會影響放大電路的準(zhǔn)確性和可靠性。放大倍數(shù)的穩(wěn)定性通常用它的相對變化率來表示。無反饋時，放大倍數(shù)的變化率為，有反饋時，放大倍數(shù)的變化率為，由式(10.2.12)可得因此上式說明，引入負(fù)反饋后，放大倍數(shù)的相對變化率是引入負(fù)反饋時的開環(huán)放大倍數(shù)的相對變化率的。例如，當(dāng)1+A0F=100時，若A0變化了±10%，則Af只變化±0.1%。反饋越深，放大倍數(shù)越穩(wěn)定。當(dāng)|1+A0f|>>1時，閉環(huán)放大倍數(shù)為(10.2.13)(10.2.14)此式說明，在深度負(fù)反饋的情況下，閉環(huán)放大倍數(shù)僅與反饋電路的參數(shù)有關(guān)，基本上不受開環(huán)放大倍數(shù)的影響，這時，放大電路的工作非常穩(wěn)定。

3.改善非線性失真由于放大電路中存在非線性元件，因此輸出信號會產(chǎn)生非線性失真，尤其是輸入信號幅度較大時，非線性失真更嚴(yán)重。當(dāng)引入負(fù)反饋后，非線性失真將會得到明顯改善。圖10.2.6定性說明了負(fù)反饋改善波形失真的情況。設(shè)輸入信號ui為正弦波，無反饋時，輸出波形產(chǎn)生失真，正半周大而負(fù)半周小，如圖10.2.6(a)所示。引入負(fù)反饋后，由于反饋電路由電阻構(gòu)成，反饋系數(shù)F為常數(shù)，因此反饋信號uf是和輸出信號uo一樣的失真波形，uf與輸入信號相減后使凈輸入信號ud的波形變成正半周小而負(fù)半周大的失真波形，從而使輸出信號的正、負(fù)半周趨于對稱，改善了波形失真，如圖10.2.6(b)所示。

圖10.2.6非線性失真的改善

4.對輸入、輸出電阻的影響引入負(fù)反饋后，放大電路的輸入、輸出電阻也將受到一定的影響。反饋類型不同，對輸入、輸出電阻的影響亦不同。放大器引入負(fù)反饋后，對輸入電阻的影響取決于反饋電路與輸入端的連接方式：串聯(lián)負(fù)反饋使輸入電阻增大，并聯(lián)負(fù)反饋使輸入電阻減小。放大器引入負(fù)反饋后，對輸出電阻的影響取決于反饋電路與輸出端的連接方式：電壓負(fù)反饋具有穩(wěn)定輸出電壓的功能，當(dāng)輸入一定時，電壓負(fù)反饋使輸出電壓趨于恒定，故使輸出電阻減小；電流負(fù)反饋具有穩(wěn)定輸出電流的功能，當(dāng)輸入一定時，電流負(fù)反饋使輸出電流趨于恒定，故使輸出電阻增大。10.3運算放大器的應(yīng)用

集成運放的基本應(yīng)用可分為兩類，即線性應(yīng)用和非線性應(yīng)用。當(dāng)集成運放外加負(fù)反饋使其閉環(huán)工作在線性區(qū)時，可構(gòu)成模擬信號運算放大電路、正弦波振蕩電路和有源濾波電路等；當(dāng)集成運放處于開環(huán)或外加正反饋使其工作在非線性區(qū)時，可構(gòu)成各種幅值比較電路和矩形波發(fā)生器等。本節(jié)介紹模擬信號運算電路。10.3.1比例運算電路

所謂比例運算，就是輸出電壓uo與輸入電壓ui之間具有線性比例關(guān)系，即uo=Kui。當(dāng)比例系數(shù)|K|>1時，即為放大電路。

1.反相輸入比例運算電路圖10.3.1所示為最基本的反相輸入比例運算電路(即為圖10.2.3(b)所示的電壓并聯(lián)負(fù)反饋電路)。為了使集成運放兩輸入端的外接電阻對稱，同相輸入端所接平衡電阻Rb的阻值應(yīng)等于反相輸入端對地的等效電阻，即Rb=R∥Rf。

圖10.3.1反饋輸入比例運算電路在理想集成運放的條件下，i－=i+=0，u－=u+=Rbi+=0。這種反相輸入端并非直接接地而其電位為零(地)電位的現(xiàn)象稱為“虛地”。從圖10.3.1可得：uo=u－－Rfif=－Rfif所以(10.3.1)可見，輸出電壓uo和輸入電壓ui成一定比例，其比例系數(shù)。通?？捎瞄]環(huán)電壓放大倍數(shù)Af來表示這種比例關(guān)系，即(10.3.2)式(10.3.2)表示輸出電壓uo與輸入電壓ui極性相反，且其比值由電阻Rf和R決定，而與集成運放本身的參數(shù)無關(guān)。適當(dāng)選配電阻，可使Af的精度很高，且其大小可方便地進(jìn)行調(diào)節(jié)。通常Rf和R的取值范圍為1kΩ~1MΩ。在圖10.3.1所示電路中，若取Rf=R，則uo=－ui(10.3.3)或Af=－1

(10.3.4)上兩式表明，輸出電壓uo與輸入電壓ui大小相等，但相位相反，故此時的電路稱為反相器。圖10.3.1所示電路的輸入電阻為由于電路為電壓負(fù)反饋，故輸出電阻很小。(10.3.5)圖10.3.2所示為另一種反相輸入比例運算電路。根據(jù)理想集成運放的特性和“虛地”(u－=0)的概念，得：所以即可見，此電路的比例系數(shù)即閉環(huán)電壓放大倍數(shù)為(10.3.6)(10.3.7)

圖10.3.2反相輸入比例運算電路之二該電路可以用低阻值的Rf獲得很高的放大倍數(shù)，例如R1＝2kΩ，R2＝100Ω，R3=Rf=10kΩ，則Af=－510。反相輸入比例運算電路的輸入電阻通常較小，欲希望比例運算電路有較大的輸入電阻，可采用同相輸入。

2.同相輸入比例運算電路基本的同相輸入比例運算電路如圖10.3.3所示(即為圖10.2.2(b)所示的電壓串聯(lián)負(fù)反饋電路)。在理想運放條件下，有：u－=u＋=ui－Rbii=ui

uo=u－+Rfif=ui+Rfif

所以可見比例系數(shù)，用閉環(huán)電壓放大倍數(shù)表示，即為式(10.3.9)表明，輸出電壓uo與輸入電壓ui極性相同，調(diào)節(jié)Rf/R的比值，可方便地調(diào)節(jié)Af的值。(10.3.8)(10.3.9)若使電路的Rf=0或R=∞，則uo=ui(10.3.10)或Af=1(10.3.11)

上兩式表明，輸出電壓uo與輸入電壓ui大小相等、相位相同，故此時的電路稱為電壓跟隨器。同相輸入比例運算電路的輸入電阻很大，輸出電阻很小。要注意的是，圖10.3.3所示電路集成運放的兩輸入端電壓u－=u+=ui，即兩輸入端承受共模電壓，在選用集成運放時，應(yīng)使其“最大共模輸入電壓Uicmax”這一參數(shù)值大于ui值。

圖10.3.3同相輸入比例運算電路10.3.2加、減運算電路

1.加法運算電路圖10.3.4所示為具有三個輸入信號的加法運算電路。圖中平衡電阻Rb=R1∥R2∥R3∥Rf。由于理想運放輸入電流i－＝0，故i1+i2+i3=if

即根據(jù)反相輸入方式反相端“虛地”的概念有故上式表示輸出電壓等于各輸入電壓按不同比例相加。當(dāng)R1=R2=R3=R時，即輸出電壓與各輸入電壓之和成比例，實現(xiàn)“和放大”。(10.3.12)(10.3.13)若R1=R2=R3=Rf，則uo=-(ui1+ui2+ui3)(10.3.14)即輸出電壓等于各輸入電壓之和，實現(xiàn)了加法運算。加法電路的輸入信號也可以從同相端輸入，但由于運算關(guān)系和平衡電阻的選取比較復(fù)雜，并且同相輸入時集成運放的兩輸入端承受共模電壓，它不允許超過集成運放的最大共模輸入電壓，因此一般很少使用同相輸入的加法電路。

圖10.3.4加法運算電路

【例10.3.1】在圖10.3.5所示電路中，已知R1=R2=30kΩ，R3=15kΩ，R4=20kΩ，R5=10kΩ，R6=20kΩ，R7=5kΩ，ui1=0.5V，ui2=－1V。求輸出電壓uo。

圖10.3.5例10.3.1的電路

解第一級為反相器，不計第二級對第一級的負(fù)載效應(yīng)時，其輸出電壓為

第二級為反相輸入的加法電路，故輸出電壓為

2.減法運算電路

圖10.3.6所示的電路有兩個輸入信號ui1和ui2，其中ui1

經(jīng)R1加入反相輸入端，ui2經(jīng)R2、R3分壓后加在同相輸入端。輸出電壓uo經(jīng)Rf反饋至反相輸入端，構(gòu)成電壓負(fù)反饋，使集成運放工作在線性區(qū)。因此，輸出電壓uo可由ui1和ui2分別作用產(chǎn)生的輸出電壓疊加而得。

圖10.3.6差分輸入運算電路當(dāng)只有ui1作用時(令ui2＝0)，即為反相輸入比例運算電路，由式(10.3.1)得此時的輸出電壓為當(dāng)只有ui2作用時(令ui1＝0)，類似同相輸入比例運算電路，由式(10.3.8)得此時的輸出電壓為因此，當(dāng)ui1和ui2共同作用時，輸出電壓為

(10.3.15)為使集成運放兩輸入端的外接電阻平衡，常取R1=R2，R3=Rf，則式(10.3.15)簡化為(10.3.16)可見，輸出電壓uo與兩輸入電壓之差成正比，這種輸入方式便是差分輸入方式，故此電路稱為差分輸入運算電路或差值放大電路。若使式(10.3.16)中的R1=Rf，則有uo=ui2－ui1(10.3.17)此時電路便成為減法運算電路。圖10.3.6所示電路中集成運放的兩輸入端也存在共模電壓，其值，此電壓不能超過集成運放所能承受的最大共模輸入電壓Uicmax。差分輸入運算電路在測量和自動控制系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。

【例10.3.2】圖10.3.7所示是由差分輸入運算電路和電橋組成的測溫電路。其中RT為熱敏電阻，設(shè)電阻溫度系數(shù)θ=4×10-3(℃)－1，在0℃時的阻值R0=51Ω；R1、R2和R3為精密固定電阻，且R1=R2=R3=51Ω；R4=R5=10kΩ，R6=R7=100kΩ；U=10V。試求當(dāng)環(huán)境溫度分別為25℃和－5℃時的輸出電壓uo。

圖10.3.7例10.3.2的電路

解在25℃時，RT的阻值為RT=(1+θT)R0=(1+4×10－3×25)×51Ω=56.1Ω由于R4、R5、R6和R7的阻值比電橋的電阻大得多，因此可忽略它們對ua、ub的影響(工程應(yīng)用中有時采取隔離措施)，則

根據(jù)式(10.3.16)可得同理，在－5℃時，RT的阻值為RT=(1－4×10－3×5)×51Ω=49.98Ω則用差分輸入方式構(gòu)成的減法運算電路的輸入電阻較低。為了提高減法運算電路的輸入電阻，可采用雙運放同相輸入減法運算電路，如圖10.3.8所示。從圖中可得：

圖10.3.8雙運放同相輸入減法運算電路當(dāng)uo1單獨作用時，輸出電壓分量為當(dāng)ui2單獨作用時，輸出電壓分量為所以(10.3.18)可見，輸出電壓與兩個輸入電壓的差值成比例。由于此電路的兩個輸入信號分別從兩集成運放的同相端輸入，因此輸入電阻很高。10.3.3積分、微分運算電路

1.積分運算電路圖10.3.9(a)所示為反相輸入積分運算電路，由于理想集成運放的i－=0，u－=u＋=0，并設(shè)電容電壓uC的初始值為零，因此

圖10.3.9積分運算電路及輸入、輸出波形由于，因此可見輸出電壓與輸入電壓的積分成比例。當(dāng)ui為直流電壓Ui，且從t=0時開始作用，則，即輸入直流電壓Ui形成的電流Ui/R對電容器恒流充電，輸出電壓uo在一定時間內(nèi)線性變化，隨著時間的增加，輸出電壓逐漸趨于飽和。其波形如圖10.3.9(b)所示。(10.3.19)將比例運算和積分運算結(jié)合在一起，就成為比例—積分運算電路，如圖10.3.10(a)所示。電路的輸出電壓為(10.3.20)

圖10.3.10比例—積分運算電路及其輸入、輸出波形當(dāng)輸入電壓ui為直流電壓Ui，且從t=0時開始作用，則輸出電壓為在Ui剛加入(t=0)時，uo的起始電壓為。輸入、輸出波形如圖10.3.10(b)所示。若將加法運算電路與積分運算電路結(jié)合，便成為和—積分運算電路，如圖10.3.11所示。電路的輸出電壓為當(dāng)R1=R2=R時(10.3.21)

圖10.3.11和—積分運算電路

【例10.3.3】在圖10.3.9(a)所示電路中，設(shè)R=100kΩ，C=10μF(無初始儲能)，在t=0時輸入電壓ui，其波形如圖10.3.12(a)所示。試寫出0≤t<5s期間輸出電壓uo的表達(dá)式，并畫出其波形圖。圖10.3.12例題10.3.3的波形解(1)在0≤t<1s，，故

當(dāng)t=1s時，uo(1)=1V。(2)在1s≤t<3s，，故當(dāng)t=3s時，uo(3)=－1V。

(3)在3s<t<5s，，故

當(dāng)t=5s時，uo(5)=1V。

uo的波形如圖10.3.12(b)所示。可見，利用積分運算電路能將方波電壓變換為三角波電壓。

2.微分運算電路圖10.3.13所示為微分運算電路。利用集成運放的理想特性可得uo=u－－Rfif=－Rfif=－RfiC

而

所以(10.3.22)

可見，輸出電壓與輸入電壓的微分成比例。與積分電路類似，微分電路和比例電路結(jié)合可構(gòu)成比例—微分運算電路；微分電路和加法電路結(jié)合便組成微分—求和運算電路。此外，還可組成比例—積分—微分電路。

圖10.3.13微分運算電路10.3.4電壓比較器電壓比較器的基本功能是對兩個輸入端的信號進(jìn)行比較，以輸出端的正、負(fù)表示比較的結(jié)果。其在測量、通信和波形變換等方面得到廣泛應(yīng)用。

1.基本電壓比較器如果在運算放大器的一個輸入端加上輸入信號ui，另一輸入端上為固定的基準(zhǔn)電壓UR，就構(gòu)成了基本電壓比較器，如圖10.3.14(a)所示。此時，u－=UR，u+=ui。

圖10.3.14基本電壓比較器及其傳輸特性當(dāng)ui>UR時，uo=+Uom；當(dāng)ui<UR時，uo=－Uom。電壓比較器的傳輸特性如圖10.3.14(b)所示。若取u－=ui，u+=UR，則當(dāng)ui>UR時，uo=－Uom；當(dāng)ui<UR時，uo=+Uom。此時電路圖與傳輸特性如圖10.3.15所示。

圖10.3.15電壓比較器

【例10.3.4】圖10.3.16所示為過零比較器(基準(zhǔn)電壓為零)。試畫出其傳輸特性；當(dāng)輸入為正弦電壓時，畫出輸出電壓的波形。

圖10.3.16過零比較器

解過零比較器的傳輸特性如圖10.3.17(a)所示，波形圖如圖10.3.17(b)所示。由圖可見，通過過零比較器可以將輸入的正弦波轉(zhuǎn)換成矩形波。

圖10.3.17過零比較器的傳輸特性和波形圖

2.有限幅電路的電壓比較器

有時為了與輸出端數(shù)字電路的電平配合，通常需要將比較器的輸出電壓限制在某一特定的數(shù)值上，這就需要在比較器的輸出端接上限幅電路。限幅電路是利用穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓功能來實現(xiàn)的，將穩(wěn)壓管穩(wěn)壓電路接在比較器的輸出端，如圖10.3.18(a)所示。圖中的穩(wěn)壓管是雙向穩(wěn)壓管，其穩(wěn)定電壓為±UZ。電路的傳輸特性如圖10.3.18(b)所示。電壓比較器的輸出被限制在+UZ和-UZ之間。這種輸出由雙向穩(wěn)壓管限幅的電路稱為雙向限幅電路。

圖10.3.18雙向限幅電路及其傳輸特性如果只需要將輸出穩(wěn)定在+UZ上，則可采用正向限幅電路。設(shè)穩(wěn)壓管的正向?qū)▔航禐?.6V，這時電路和傳輸特性如圖10.3.19所示。請讀者自行分析負(fù)向限幅電路。

圖10.3.19正向限幅電路及其傳輸特性

3.遲滯電壓比較器將輸入電壓ui加到運算放大器的反相輸入端，通過R2引入串聯(lián)電壓正反饋，就構(gòu)成了遲滯電壓比較器，電路如圖10.3.20(a)所示。其中，UR是比較器的基準(zhǔn)電壓，該基準(zhǔn)電壓與輸出有關(guān)。輸出電壓為正飽和值時，uo=+Uom，則

(10.3.23)當(dāng)輸出電壓為負(fù)飽和值時，uo=－Uom，則(10.3.24)設(shè)某一瞬間，uo=+Uom，基準(zhǔn)電壓為U+H，輸入電壓只有增大到ui≥U+H時，輸出電壓才能由+Uom躍變到-Uom；此時，基準(zhǔn)電壓為U+L，若ui持續(xù)減少，只有減小到ui≤U+L時，輸出電壓才會躍變至+Uom。由此得出遲滯比較器的傳輸特性如圖10.3.20(b)所示。U+H－U+L稱為回差電壓。改變R1或R2的數(shù)值，就可以方便地改變U+H、U+L和回差電壓。遲滯電壓比較器由于引入了正反饋，因而可以加速輸出電壓的轉(zhuǎn)換過程，改善輸出波形；由于回差電壓的存在，因而提高了電路的抗干擾能力。當(dāng)輸入電壓是正弦波時，輸出矩形波如圖10.3.21所示。

圖10.3.20遲滯電壓比較器

圖10.3.21遲滯電壓比較10.4正弦波振蕩電路

從能量的觀點看，正弦波振蕩電路能將直流電能轉(zhuǎn)換成頻率和幅值一定的正弦交流信號。該電路由放大、反饋、選頻和穩(wěn)幅環(huán)節(jié)組成，屬于正反饋電路。探討正弦波振蕩電路原理的關(guān)鍵就是要找到保證振蕩電路從無到有地建立起振蕩的起振條件，保證振蕩電路產(chǎn)生等幅持續(xù)振蕩的平衡條件，以及如何確定振蕩電路的振蕩頻率。

10.4.1正弦波振蕩電路的基本原理

1.自激振蕩條件

圖10.4.1(a)是正反饋放大電路的原理方框圖。電路在輸入端接入一定頻率和幅值的正弦信號，反饋信號的極性和相同(正反饋)，故凈輸入。如果增大、減少，最終達(dá)到，，即與大小相等且相位相同，那么此時撤去后，放大電路仍保持輸出電壓不變。這時正反饋放大電路就變成自激振蕩電路，其原理框圖如圖10.4.1(b)所示。

圖10.4.1正反饋放大電路和自激振蕩電路的原理框圖顯然，電路要維持自激振蕩，就必須做到而故因不等于0，所以維持自激振蕩的平衡條件為AF=1(10.4.1)，由于A=|A|∠jA，F(xiàn)=|F|∠jF，故從式(10.4.1)可得出兩個平衡條件。

(1)相位平衡條件:jA+jF=2np，n=0，1，2，…(10.4.2)

(2)幅值平衡條件：|AF|=1

(10.4.3)

相位平衡條件可保證反饋極性為正反饋，而幅值平衡條件則保證反饋有足夠的強度。這兩個平衡條件是指振蕩已經(jīng)建立，輸出的正弦波已經(jīng)產(chǎn)生，電路已經(jīng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)的情況下，為維持等幅自激振蕩所必須滿足的條件。它是必要條件，但不是充分的。因為在電路剛接通電源，又無輸入的作用時，由于、、均近似為0，在|AF|=1的條件限制下，電路就會維持這個初始的狀態(tài)而不能起振。因此，電路接通電源時，要保證電路從小到大建立起振蕩的幅值條件是|AF|>1

(10.4.4)而相位條件不變。將式(10.4.2)、式(10.4.4)稱為振蕩電路的起振條件。對圖10.4.1(b)所示電路在滿足起振條件和平衡條件的狀況下，若放大環(huán)節(jié)或反饋環(huán)節(jié)中含有選頻電路，則可產(chǎn)生某一頻率的正弦波。

2.振蕩的建立和穩(wěn)定

在接通電源后，電路中總會出現(xiàn)一些噪聲或瞬時的擾動。這些微弱的信號，在滿足起振條件時，便會通過放大—正反饋—再放大的循環(huán)過程而不斷加強，振蕩幅度不斷增大。這個過程不會無限制地持續(xù)下去，最終會因放大環(huán)節(jié)的電子器件進(jìn)入到非線性區(qū)而使|AF|=1，或因電路外加穩(wěn)幅措施，使|A|隨振蕩的加大而減小至|AF|=1，而電子器件仍工作在線性區(qū)。此時整個電路維持穩(wěn)定的等幅振蕩。剛開始起振時，電路中的噪聲或擾動信號含有豐富的頻譜成分，不同頻率的信號只要滿足振蕩條件，都可以產(chǎn)生自激振蕩，這樣輸出端就不是單一頻率的正弦波了。由于正弦波振蕩電路含有選頻電路，可將某一頻率的正弦信號挑選出來，使其滿足振蕩條件，其他頻率成分因不滿足振蕩條件而被衰減，因此振蕩電路只產(chǎn)生單一頻率的正弦波。按振蕩電路中選頻電路的不同，正弦波振蕩電路可分為RC振蕩電路和LC振蕩電路。10.4.2

RC正弦波振蕩電路圖10.4.2是一個用集成運放組成的RC串并聯(lián)正弦波振蕩電路。電阻R和電容C構(gòu)成串并聯(lián)選頻網(wǎng)絡(luò)；Z1、Z2連接到集成運放同相輸入端，提供正反饋。電阻Rf、R1連接到集成運放反相輸入端，引入負(fù)反饋，作為穩(wěn)幅環(huán)節(jié)。由于RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)中的Z1、Z2和負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)中的Rf、R1構(gòu)成電橋，電橋的輸入是集成運放的輸出，電橋的輸出分別與集成運放的兩個輸入端相連，因此這種電路也稱為文氏電橋正弦波振蕩電路。

圖10.4.2

RC串并聯(lián)正弦波振蕩電路

RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)既控制著集成運放正反饋量的大小，又決定了電路的振蕩頻率，當(dāng)信號頻率為時，Z2的電壓，且與同相。從圖10.4.2可以看出，即為。顯然，頻率為f0的信號滿足自激振蕩的相位平衡條件。而當(dāng)反饋系數(shù)時，能夠滿足幅值平衡條件。由于放大電路接成同相輸入比例放大形式，故電壓放大倍數(shù)。因此為了滿足自激振蕩的幅值平衡條件，應(yīng)有A=3，故Rf=2R1。(10.4.5)考慮到起振條件|AF|>1，一般選取Rf略大于2R1。如果這個比值取得過大，則會引起振蕩波形嚴(yán)重畸變。實際電路中，穩(wěn)定振蕩幅度的方法有多種。其中一種是Rf采用負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻。它的工作原理是：剛接通電源時Rf略大于2R1，|AF|>1，負(fù)反饋較弱，隨著振蕩幅度的不斷加強，Uo增大，流過Rf的電流也增加，Rf的溫度上升，電阻值下降，負(fù)反饋加強，使得A下降，最后穩(wěn)定于|AF|=1，不再增大。圖10.4.3是采用二極管實現(xiàn)穩(wěn)幅的電路，它利用二極管伏安特性的非線性特點進(jìn)行自動穩(wěn)幅。圖中把Rf反饋電阻分成Rf1和Rf2兩部分，它們之和略大于2R1。當(dāng)振蕩幅度較小時，兩個二極管基本上不導(dǎo)通，呈現(xiàn)較大的電阻。這時二極管與Rf1并聯(lián)后的等效電阻近似等于Rf1。由于Rf1+Rf2>2R1，A>3，滿足起振條件，因此電路開始增幅振蕩。隨著振蕩幅度的加大，二極管逐漸導(dǎo)通，流過的電流增加，減小，A自動下降，直到滿足維持等幅振蕩的幅值條件，達(dá)到自動穩(wěn)幅的目的。Rf1并聯(lián)兩個極性反接的二極管的目的是保證正弦波正負(fù)半周總有一個二極管導(dǎo)通。

圖10.4.3用二極管穩(wěn)幅的振蕩電路

RC串并聯(lián)正弦波振蕩電路不是靠集成運放內(nèi)部的晶體管進(jìn)入非線性區(qū)域來穩(wěn)幅的，而是通過在集成運放外部電路引入負(fù)反饋來達(dá)到穩(wěn)幅的目的的。由于集成運放工作在線性運行區(qū)，因此波形失真小，輸出電壓幅值穩(wěn)定。但若希望振蕩頻率f0提高，則要求R和C數(shù)值減少。而R過小將使放大電路的輸出電流過大，C過小將使振蕩頻率易受電路寄生電容的影響而不穩(wěn)定。此外，普通集成運放的通頻帶較窄也限制了振蕩頻率的提高。因此，RC正弦波振蕩電路所產(chǎn)生的頻率通常在200kHz以下。10.4.3

LC正弦波振蕩電路

LC正弦波振蕩電路以LC諧振回路作為選頻網(wǎng)絡(luò)，可產(chǎn)生頻率高于1GHz(即1000MHz)的正弦波形。由于LC諧振回路的品質(zhì)因數(shù)高，故振蕩頻率的穩(wěn)定性好。LC正弦波振蕩電路常用分立元件組成，常見的形式有三點式和變壓器反饋式兩類。這里僅介紹三點式LC振蕩電路。三點式LC振蕩電路有電容三點式振蕩電路(又稱Colpitts振蕩電路)和電感三點式振蕩電路(又稱Hartly振蕩電路)兩種。

1.電容三點式振蕩電路

電容三點式振蕩電路如圖10.4.4(a)所示。它是在分壓式偏置的共發(fā)射極放大電路的基礎(chǔ)上，做了如下改動：將放大電路中的負(fù)載電阻RL用電感L和電容C1、C2組成的諧振回路取代，諧振回路的三個端點1、2、3分別接到晶體管的集電極、發(fā)射極、基極(通過耦合電容CB)，將電容C2兩端的電壓作為反饋信號，引入正反饋。圖10.4.4(b)是其交流通路(因CB、CE容量比C1、C2大得多，對交流可視為短路)。根據(jù)前面介紹的并聯(lián)諧振電路的特點，當(dāng)回路諧振時，電路是電阻性的，總電流很小，且支路電流總比總電流大很多，即流過L、C1、C2的電流比晶體管三個電極的電流大得多，因此在分析時可忽略流過晶體管電路的影響。根據(jù)圖中所標(biāo)的各電壓對地的瞬時極性，uo與ui反相，uf與ui反相，因此ui與uf同相，滿足自激振蕩的相位平衡條件。

圖10.4.4電容三點式正弦波振蕩電路通過選擇合適的靜態(tài)工作點(影響A)和選取適當(dāng)?shù)碾娍箙?shù)(影響F)，使得起振時|AF|>1。隨著振蕩幅度不斷加大，晶體管逐漸進(jìn)入非線性區(qū)，A下降。當(dāng)滿足幅值平衡條件|AF|=1時，振蕩穩(wěn)定下來。若忽略回路中的損耗和晶體管參數(shù)的影響，則可認(rèn)為振蕩頻率近似等于LC回路的諧振頻率，設(shè)C1與C2串聯(lián)的等效電容為C，即(10.4.6)但調(diào)節(jié)f0要同時調(diào)節(jié)C1、C2，并保持C1、C2的比值不變，很不方便，故該電路常用作固定頻率輸出，頻率可達(dá)100MHz。

為了能調(diào)節(jié)f0，又能進(jìn)一步提高振蕩頻率，有時采用如圖10.4.5所示的改進(jìn)型電容三點式振蕩電路(又稱Clapp振蕩電路)。該電路在電感支路串聯(lián)一電容C3，選取C3的容量比C1和C2小得多，所以電容C1和C2主要起分壓和反饋作用，而振蕩頻率主要由L和C3決定，故調(diào)節(jié)C3就可調(diào)節(jié)輸出信號的頻率。(10.4.7)另外，圖10.4.4和圖10.4.5還有一個差別，前者是共發(fā)射極接法，后者為共基極接法(在交流通路中基極是公共端)。由于晶體管在共基極接法時的截止頻率是共發(fā)射極接法時的β+1倍，因此改進(jìn)型電容三點式振蕩電路輸出的正弦波頻率可以很高，能達(dá)到1000MHz以上。

圖10.4.5改進(jìn)型電容三點式振蕩電路

2.電感三點式振蕩電路電感三點式振蕩電路如圖10.4.6(a)所示，圖中，諧振回路三個端點中的1、3接晶體管的集電極、基極，而端點2接至直流電源+UCC。由于+UCC可通過L1流過集電極電流，故不需要接入集電極電阻RC。圖10.4.6(b)是它的交流通路，圖中端點2是接地的，反饋信號由電感分壓后從L2兩端獲得。若線圈1—2和2—3的自感分別為L1和L2，兩個線圈之間的互感為M，則兩個線圈的總電感為L=L1+L2+2M?？梢越普J(rèn)為，電路的振蕩頻率等于LC回路的諧振頻率，即(10.4.8)

圖10.4.6電感三點式振蕩電路從圖10.4.6和式(10.4.8)可知，電感三點式振蕩電路中，通過調(diào)節(jié)C就可以調(diào)節(jié)振蕩頻率。但由于反饋電壓取自電感L2，對高次諧波阻抗大，反饋電壓中高次諧波成分大，易產(chǎn)生高次諧波自激振蕩，表現(xiàn)為有毛刺疊加在波形上，使輸出波形產(chǎn)生失真，故工作頻率不宜太高，常在幾十兆赫以下。電容三點式振蕩電路則不存在上述缺點，因為反饋電路取自C2，所以高次諧波分量小，輸出波形好。從圖10.4.4到圖10.4.6可以看出，它們的共同點都是從LC諧振回路引出三個端點，分別與放大管的三個電極相連接，故取名“三點式”。綜上所述，三點式LC正弦波振蕩電路的幅值平衡條件主要通過提供合適的直流通路和選取恰當(dāng)?shù)碾娍箙?shù)來加以滿足。而相位平衡條件的滿足必須遵循以下原則：

(1)發(fā)射極兩側(cè)支路的電抗應(yīng)為同一性質(zhì)(均為感性或均為容性)。

(2)基極與集電極之間支路的電抗應(yīng)與發(fā)射極兩側(cè)支路的電抗不同性質(zhì)。任何違背這兩個原則的連接，電路都不能滿足相位條件，因而也不能成為三點式正弦波振蕩電路。嚴(yán)格地說，三點式LC振蕩電路的振蕩頻率不僅與L、C有關(guān)，還與晶體管參數(shù)有關(guān)。而晶體管參數(shù)受溫度影響，當(dāng)溫度發(fā)生變化時，振蕩頻率也會變化。10.5集成運算放大器的選擇和使用

10.5.1選用元器件

集成運算放大器按其技術(shù)指標(biāo)可分為通用型、高速型、高阻型、低功耗型、大功率型、高精度型等;按其內(nèi)部電路可分為雙極型(由晶體管組成)和單極型(由場效晶體管組成)；按每一集成片中運算放大器的數(shù)目可分為單運放、雙運放和四運放。通?？筛鶕?jù)實際要求來選用運算放大器。例如，測量放大器的輸入信號微弱，它的第一級應(yīng)選用高輸入電阻、高共模抑制比、高開環(huán)電壓放大倍數(shù)、低失調(diào)電壓及低溫度漂移的運算放大器。選好后，根據(jù)引腳圖和圖形符號連接外部電路，包括電源、外界偏置電阻、消振電路及調(diào)零電路等。10.5.2消振

由于運算放大器內(nèi)部晶體管的極間電容和其他寄生參數(shù)的影響，很容易產(chǎn)生自激振蕩，破壞正常工作，為此，在使用時要注意消振。通常是外接消振電路或消振電容，用它來破壞產(chǎn)生自激振蕩的條件。是否已消振，可將輸入端接“地”，用示波器觀察輸出端有無自激振蕩。目前由于集成工藝水平的提高，運算放大器內(nèi)部有消振元件，毋需外部消振。10.5.3調(diào)零 由于運算放大器的內(nèi)部參數(shù)不可能完全對稱，以致輸入信號為零時仍有輸出信號，為此，在使用時要外接調(diào)零電路。如圖10.1.2所示的F007運算放大器，它的調(diào)零電路由－15V、1kΩ和調(diào)零電位器組成。先消振，再調(diào)零，調(diào)零時應(yīng)將電路接成閉環(huán)。調(diào)零的方法有兩種：一種是在無輸入時調(diào)零，即將兩個輸入端接地，調(diào)節(jié)調(diào)零電位器，使輸出電壓為零；另一種是在有輸入時調(diào)零，即按已知輸入信號電壓計算輸出電壓，而后將實際值調(diào)整到計算值。10.5.4保護(hù)

1)電