《高頻電子線路》課件2第8章

8.1

調(diào)幅信號的解調(diào)電路——檢波電

8.2

檢波器仿真

8.3調(diào)頻信號的解調(diào)8.4鑒頻器仿真8.5習(xí)題

內(nèi)容提要：

·包絡(luò)檢波器

·同步檢波器

·斜率鑒頻器

·相位鑒頻器

·電路仿真

在無線發(fā)射機(jī)中，需要將基帶信號(調(diào)制信號)搬至載波信號的某一個(gè)參量上，即需要完成調(diào)制，而在接收機(jī)中，則需要將搬至載波信號某一參量上的原調(diào)制信號恢復(fù)出來。從已調(diào)信號中恢復(fù)出調(diào)制信號的過程稱為解調(diào)，顯然解調(diào)是調(diào)制的相反過程。對調(diào)幅信號的解調(diào)稱檢波，而對調(diào)頻信號的解調(diào)過程稱鑒頻。本章主要討論常用檢波和鑒頻電路的工作原理。8.1.1概述

對調(diào)幅信號進(jìn)行解調(diào)的電路稱檢波電路或檢波器。按照工作原理，檢波器分為包絡(luò)檢波器和同步檢波器。包絡(luò)檢波器可對AM調(diào)幅信號進(jìn)行解調(diào)，但不能對DSB、SSB信號解調(diào)，因?yàn)镈SB、SSB信號的包絡(luò)已經(jīng)不能代表調(diào)制信號的變換規(guī)律，而同步檢波主要對DSB、SSB調(diào)幅信號進(jìn)行解調(diào)。包絡(luò)檢波器的輸入信號、輸出信號波形如圖8-1所示。8.1調(diào)幅信號的解調(diào)電路——檢波電路

圖8-1檢波器的輸入、輸出信號波形

若輸入信號為高頻等幅波，則檢波器的輸出電壓為一直流電壓，如圖8-1(a)所示；若輸入信號為AM調(diào)幅信號，則輸出電壓等于輸入調(diào)幅信號的包絡(luò)，如圖8-1(b)所示。可見，調(diào)幅是將調(diào)制信號“搬至”載波的幅度上，而檢波則是將調(diào)制信號從載波的幅度上“卸”下來。

從頻譜變換的角度來看，檢波與調(diào)幅也是相反的過程，調(diào)幅是將調(diào)制信號的頻譜線性搬至載波頻率的兩邊，而檢波則是將調(diào)制信號的頻譜線性地從載波頻率兩邊搬回原位。所以，檢波的實(shí)質(zhì)是頻譜的線性搬移過程，如圖8-2所示。圖8-2檢波器的頻譜搬移

要實(shí)現(xiàn)頻譜的搬移，必須利用非線性器件。因此檢波電路由非線性電路和低通濾波器兩部分組成，非線性器件實(shí)現(xiàn)頻譜搬移，低通濾波器濾除高頻干擾，如圖8-3所示。圖8-3檢波器的組成8.1.2二極管峰值包絡(luò)檢波器二極管峰值包絡(luò)檢波器要求輸入信號的幅度比較大，至少在0.5V以上，一般為1V左右，才能對調(diào)幅信號不失真解調(diào)，因此二極管峰值包絡(luò)檢波器也稱做大信號包絡(luò)檢波器。峰值包絡(luò)檢波器廣泛應(yīng)用于超外差接收機(jī)中。

1.二極管峰值包絡(luò)檢波器的工作原理二極管峰值包絡(luò)檢波器原理電路如圖8-4所示。圖中，V為檢波二極管，RL為檢波器負(fù)載電阻，RL與CL組成低通濾波器，ui為輸入高頻調(diào)幅信號，由于輸入信號ui、檢波二極管V及負(fù)載RL三者為串聯(lián)連接，因此該檢波電路又稱為串聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波器。

圖8-4二極管峰值包絡(luò)檢波器原理電路

在選擇電容CL的大小時(shí)，應(yīng)滿足對高頻信號相當(dāng)于短路(濾除高頻信號)，而對檢波輸出的調(diào)制信號相當(dāng)于開路，即，。ωc為檢波器輸入信號角頻率，Ω為檢波器輸出信號頻率。下面以高頻等幅信號為輸入信號來分析檢波器的工作原理。

設(shè)電路開始工作時(shí)(t=0時(shí)),濾波電容CL上未存儲電荷,CL兩端的電壓uc=0，即檢波器的輸出電壓uo=0，此時(shí)，檢波二極管兩端的電壓等于檢波器輸入電壓。在輸入信號的正半周，二極管導(dǎo)通，這時(shí)ui通過二極管V給電容CL充電，充電時(shí)間常數(shù)為τ充=rVCL，rV為二極管的正向?qū)娮?，CL兩端電壓uo隨時(shí)間按指數(shù)規(guī)律增大，隨著uo的增大ui從峰值電壓開始下降，二極管兩端的電壓uV=ui－uo逐漸減小，當(dāng)uV接近于0時(shí)，二極管由導(dǎo)通變?yōu)榻刂埂?/p>

二極管截止后，電容CL

通過RL放電，uo逐漸減小，放電時(shí)間常數(shù)為τ放=RLCL。uo減小，ui也隨著變化，使得在某個(gè)時(shí)刻uV=ui-uo再次大于0，檢波二極管再次導(dǎo)通，ui通過二極管V再次給電容CL充電，輸出電壓uo又開始按指數(shù)規(guī)律增大，直至再次出現(xiàn)uV=ui-uo

接近于0時(shí)，二極管又進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)。如此周而復(fù)始充電、放電，電容CL兩端的電壓(即檢波器輸出電壓)如圖8-5所示。圖8-5

CL充、放電等效電路以及有關(guān)波形CL周而復(fù)始地充放電，充電時(shí)間常數(shù)τ充=rVCL，比放電時(shí)間常數(shù)τ放=RLCL小得多(由于rV遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于RL)，所以充電速度很快而放電速度很慢。CL上的電壓在周而復(fù)始的充放電過程中不斷增大，越來越接近高頻信號電壓的最大值，直至電容的充放電達(dá)到動態(tài)平衡，即在高頻信號的一個(gè)周期內(nèi)，二極管V導(dǎo)通時(shí)CL上所充的電荷量與二極管V截止時(shí)CL通過RL所釋放的電荷量相等，輸出電壓uo不再變化，如圖8-6所示。

在圖8-6中，檢波輸出電壓uo并不等于輸入信號的幅度(輸入信號是等幅信號)，而是在平均值Uav上下波動。波動頻率(即電容CL的充放電頻率)與輸入高頻信號ui的頻率相同，可見輸出電壓中除了解調(diào)輸出信號(Uav)外，還殘存有高頻干擾(鋸齒波動)。鋸齒波動的存在可以理解為R

LCL的濾波效果不夠理想，在檢波器的輸出端加濾波性能更好的低通濾波器便可得到理想的檢波輸出電壓Uav。

由以上分析可知，檢波過程實(shí)際上是通過電容CL的充放電過程實(shí)現(xiàn)的，所以電容CL

的充放電時(shí)間常數(shù)(與rV、RL、CL有關(guān))就直接影響了檢波輸出。檢波器電路參數(shù)對檢波器輸出的影響可以總結(jié)為如下幾點(diǎn)：

(1)當(dāng)濾波電容CL保持不變時(shí)，改變RL的阻值，檢波器輸出的電壓平均值Uav會隨之變化,且RL阻值越大，則平均值Uav越大，越接近輸入高頻信號峰值，電壓傳輸系數(shù)越高。這是因?yàn)镽L的增大使得放電時(shí)間常數(shù)τ放=RLCL變大，放電速度變慢，在二極管截止期間泄放的電荷量減小，使得均值Uav有所提升。(2)當(dāng)電阻RL保持不變，電容CL容量變化時(shí)，其輸出電壓平均值Uav和鋸齒波動均發(fā)生變化，CL容量越大，則電壓平均值Uav越大，鋸齒波動越小。在實(shí)際電路中，為了提高檢波性能，使輸出電壓的平均值無限逼近調(diào)幅信號的包絡(luò)，應(yīng)盡量使RLCL值足夠大，必須滿足：和式中,ωc為輸入信號頻率。

以上對檢波原理的分析是以高頻等幅波為例來進(jìn)行分析的。當(dāng)檢波器的輸入信號為調(diào)幅信號時(shí)，用同樣的分析方法可得檢波器的輸出電壓波形隨輸入信號包絡(luò)的變化而變化，如圖8-7所示。檢波器輸出的高頻鋸齒波動可以通過低通濾波器加以濾除，從而得到接近輸入信號包絡(luò)的輸出電壓，大信號峰值包絡(luò)檢波器的名稱就是由此得到的。圖8-7調(diào)幅波的檢波2.檢波器的主要技術(shù)指標(biāo)

1)電壓傳輸系數(shù)(又稱檢波效率)Kd

檢波器的電壓傳輸系數(shù)定義為

式中：UΩm為檢波器輸出電壓的幅度；maUcm為檢波器輸入調(diào)幅信號的包絡(luò)振幅。(8-1)

由檢波器工作原理的分析可知，提高RLCL值，輸出電壓的幅度UΩm越接近輸入調(diào)幅信號的包絡(luò)振幅maUcm，即電壓傳輸系數(shù)Kd≈1。大信號峰值包絡(luò)檢波器的突出優(yōu)點(diǎn)就是電壓傳輸系數(shù)Kd接近于1。2)輸入電阻Ri

檢波器的輸入電阻Ri是指從檢波器的輸入端看進(jìn)去的等效電阻。若輸入信號ui=Ucmcosωct，那么它向整個(gè)檢波器提供的高頻功率為Pi=U2cm/2Ri。由圖8-6可見，檢波二極管的導(dǎo)通角很小，所以導(dǎo)通電流很小，消耗在二極管上的高頻功率只有極少一部分，這樣檢波器的輸出功率近似等于輸入功率，即(8-2)

大信號峰值包絡(luò)檢波器的RLCL取值足夠大時(shí)，有Ucm≈Uav，代入式(8-2)可得

檢波器一般接在中頻放大器之后，與中頻放大器的選頻回路為并聯(lián)關(guān)系。因此檢波器的輸入電阻將使中頻放大器諧振回路的Q值下降，同時(shí)也會使放大器的諧振電壓增益Auo

下降。所以，為了減小檢波器對前級放大器性能的影響，檢波器的輸入電阻越大越好。(8-3)3)檢波失真在理想情況下，峰值包絡(luò)檢波器的輸出電壓能夠不失真地反映輸入信號的包絡(luò)變化規(guī)律，但在實(shí)際檢波電路中，由于電路參數(shù)選擇不當(dāng)，檢波器的輸出就會產(chǎn)生一定的失真，即輸出信號包絡(luò)的變化規(guī)律與輸入信號包絡(luò)的變化規(guī)律不同。檢波器的失真包括惰性失真和負(fù)峰切割失真。3.失真分析

由前面討論可知，為了提高檢波器的電壓傳輸系數(shù)，減少檢波輸出中的高頻干擾，應(yīng)增大R

L

C

L

的取值。但如果過分增大R

LCL的值，會使電容的放電時(shí)間常數(shù)太大，二極管在截止期間CL因放電速度太慢使輸出電壓跟不上包絡(luò)的變化，如圖8-8中t1到t2之間的輸出電壓uo，使這段時(shí)間內(nèi)輸出電壓與輸入電壓的包絡(luò)不同，出現(xiàn)失真，這種失真稱惰性失真，或形象地稱做對角線失真。對確定的輸入信號，產(chǎn)生惰性失真的原因是由于電容CL的放電速度太慢。檢波器輸入信號包絡(luò)變化范圍(maUcm)大，包絡(luò)變化頻率(調(diào)制信號頻率)高，都會使電容的充放電速度跟不上包絡(luò)的變化而產(chǎn)生失真。為了避免惰性失真，應(yīng)滿足條件(8-4)圖8-8惰性失真示意圖

應(yīng)該注意：如果輸入信號為多頻調(diào)幅信號，調(diào)幅系數(shù)ma應(yīng)取最大調(diào)幅系數(shù)mamax，調(diào)制信號角頻率Ω應(yīng)取最高調(diào)制角頻率Ωmax。實(shí)際應(yīng)用中，檢波器的輸出端要與后級電路相連接，如果是調(diào)幅接收機(jī)，則檢波器后級電路為低頻放大器。為了避免檢波器輸出的直流成分對后級電路的靜態(tài)工作點(diǎn)造成影響，必須在檢波器的輸出端加隔直電容Cc，如圖8-9所示。Cc對直流相當(dāng)于開路，對交流相當(dāng)于短路。Rg為檢波器后級電路的輸入電阻。圖8-9檢波器與外接負(fù)載的連接

由圖8-9可見，檢波器的交流負(fù)載為RΩ≈RL∥Rg

直流負(fù)載為R=RL

可以看出，檢波器的交流負(fù)載與直流負(fù)載并不相等，交流負(fù)載小于直流負(fù)載。設(shè)檢波器的輸出電壓為ui=Ucm(1+ma

cosΩt)cosωct

則RL兩端電壓為Uav=Ucm(1+macosΩt)=Uav0+UΩmcosΩt

式中:Uav0=Ucm;UΩm=maUcm。輸出電壓為uo=UΩmcosΩt輸出平均電流為Iav=Iav0+IΩmcosΩt其中，輸出直流電流等于輸出直流電壓與直流負(fù)載的比值，即輸出交流電流等于輸出交流電壓與交流負(fù)載的比值，即

由于二極管的單向?qū)щ娦?，因此Iav＞0，即

Iav0>IΩm

上式說明二極管導(dǎo)通，如果Iav0=IΩm，則二極管截止。如果在一段時(shí)間內(nèi)Iav0=IΩm，即二極管在這段時(shí)間內(nèi)截止，則在這段時(shí)間，檢波器輸出電壓不等于檢波器輸入信號的包絡(luò)，而是在這段時(shí)間一直為零，如圖8-10所示，這種失真稱負(fù)峰切割失真。圖8-10負(fù)峰切割失真示意圖為了避免負(fù)峰切割失真，應(yīng)設(shè)法使Iav0>IΩm

以保證Iav始終為正值，這就要求

通過前面的分析可知，Uav0=Ucm，UΩm=maUcm，代入上式得(8-5)

式(8-5)表明，大信號包絡(luò)檢波器交流、直流負(fù)載的比值過小，容易引起負(fù)峰切割失真。避免負(fù)峰切割失真的措施是檢波器交流、直流負(fù)載的比值滿足式(8-5)的要求。因AM調(diào)幅信號的調(diào)幅系數(shù)ma＜1，因此，調(diào)整檢波器電路使其交流、直流負(fù)載的比值盡量接近1，可避免負(fù)峰切割失真。圖8-11所示為改進(jìn)型檢波器電路。電路中將直流負(fù)載RL分成RL1和RL2(RL=RL1+RL2)兩部分，C2、C1為高頻濾波電容，濾除高頻波動成分；Cc為隔直電容，對交流相當(dāng)于短路，對直流相當(dāng)于開路。此電路中直流負(fù)載和交流負(fù)載分別為

圖8-11改進(jìn)型檢波器電路可以看出，在RL一定時(shí)，RL1越大，交直流負(fù)載越接近，負(fù)峰切割失真越小。但改進(jìn)以后，檢波器的輸出電壓uo也隨RL1的增大而減小。為了使檢波器的輸出電壓不至于過小，一般在取值時(shí)注意保持RL2/RL1=0.1～0.2的比例關(guān)系。

4.應(yīng)用舉例

圖8-12所示為晶體管收音機(jī)檢波電路，檢波二極管選用點(diǎn)接觸型二極管2AP9(rv=100Ω)；C1、C2為濾波電容，對高頻信號相當(dāng)于短路；Cc為隔直電容，對交流信號相當(dāng)于短路；RL1、RL2為檢波負(fù)載電阻，圖中檢波器的輸出送入音頻放大電路進(jìn)行放大，同時(shí)，另一路通過由RC構(gòu)成的L

型低通濾波器輸出至自動增益控制電路，作為收音機(jī)自動增益控制電路的控制電壓UAGC，控制高頻、中頻放大器的增益。關(guān)于自動增益控制電路將在第9章介紹。圖8-12晶體管收音機(jī)檢波電路8.1.3同步檢波器雙邊帶調(diào)幅信號與單邊帶調(diào)幅信號的包絡(luò)已不能反映調(diào)制信號的變化規(guī)律，因此不能用包絡(luò)檢波器對其解調(diào)，可用同步檢波器對其進(jìn)行解調(diào)。同步檢波又稱相干檢波，同步檢波器有兩種實(shí)現(xiàn)方法，一種是采用模擬乘法器和低通濾波器構(gòu)成同步檢波器，稱乘積型同步檢波，如圖8-13(a)所示；另一種是通過模擬加法器和包絡(luò)檢波器構(gòu)成同步檢波器，稱疊加型同步檢波，如圖8-13(b)所示。

同步檢波器有兩個(gè)輸入信號，一個(gè)是調(diào)幅信號(可為AM、DSB、SSB信號)，另一個(gè)是參考信號，即同步信號。為了不失真檢波，要求同步信號與調(diào)幅信號的載波同步，即同頻同相，故稱該檢波方法為同步檢波。

1．乘積型同步檢波器

對圖8-13所示的乘積型同步檢波器，若輸入調(diào)幅波為抑制載波的雙邊帶調(diào)幅信號，即ui=UcmcosωctcosΩt，同步信號為ur=Urmcosωct，則模擬乘法器的輸出為

(8-6)式中:第一項(xiàng)為有用的解調(diào)輸出；第二項(xiàng)、第三項(xiàng)為無用的高頻項(xiàng)，可通過低通濾波器將高頻分量2ωc+Ω和2ωc-Ω濾除。即經(jīng)濾波后輸出uo為

實(shí)現(xiàn)了檢波。若乘法器輸入為單邊帶調(diào)幅信號，即ui=Ucmcos(ωc+Ω)t，同步信號仍為

ur=Urmcosωct(8-7)則乘法器的輸出為同樣,通過低通濾波器濾除高頻分量2ωc+Ω，就可獲得與式(8-7)相同的輸出。(8-8)圖8-13同步檢波器的實(shí)現(xiàn)方法

2.疊加型同步檢波器設(shè)疊加型同步檢波器的輸入信號為ui=Ucmcos(Ωt)cosωct本地同步信號為ur=Urmcosωct二者相加得

(8-9)式中，若，則疊加后的信號u即為普通調(diào)幅信號，其后的包絡(luò)檢波器可對其進(jìn)行解調(diào)。8.1.4集成檢波器

1.MC1596構(gòu)成的同步檢波器

關(guān)于MC1596在前面的章節(jié)已作過介紹，在此用MC1596和低通濾波器構(gòu)成同步檢波電路，如圖8-14所示。圖中，載波信號和單邊帶調(diào)幅信號分別通過0.1μF的電容從MC1596的10腳和1腳輸入，MC1596的輸出經(jīng)0.005μF的電容與1kΩ電阻組成的低通濾波器濾波后輸出。圖8-14

MC1596構(gòu)成的同步檢波器電路

2.BG314構(gòu)成的同步檢波器集成電路BG314在前面章節(jié)中也進(jìn)行了介紹和應(yīng)用，用BG314組成的同步檢波器如圖8-15所示。圖8-15

BG314組成的同步檢波器諧振限幅放大器將輸入的AM信號經(jīng)限幅獲得同步信號，從BG314的第4腳輸入，而AM信號從BG314的第9腳輸入，兩個(gè)信號在BG314中相乘，相乘的結(jié)果從2、14兩腳輸出，經(jīng)集成運(yùn)算放大器放大后，經(jīng)RQ、CQ組成的低通濾波器濾波后輸出，完成了同步檢波。思考與練習(xí)

1.檢波器的主要功能是什么？主要有哪幾種分類？

2.試畫出二極管峰值包絡(luò)檢波器電路圖，并分析電路中各元件的主要作用。

3.試分析二極管峰值包絡(luò)檢波器是如何對調(diào)幅信號進(jìn)行檢波的。

4.大信號包絡(luò)檢波電路中的電阻RL以及電容CL值的大小對檢波器輸出波形有何影響？

5.檢波器的負(fù)峰切割失真是如何產(chǎn)生的？如何避免負(fù)峰切割失真？

6.試說明乘積型同步檢波器的檢波原理。

7.試說明疊加型同步檢波器的檢波原理。

8.峰值包絡(luò)檢波器能對DSB、SSB信號解調(diào)嗎？為什么？

9.圖8-12中，為了避免負(fù)峰切割失真，RL1、RL2應(yīng)如何取值？1.大信號包絡(luò)檢波器的仿真

圖8-16為大信號包絡(luò)檢波器電路，其輸入信號是載波頻率為465kHz，調(diào)制信號頻率為1kHz，調(diào)幅系數(shù)為0.2的AM調(diào)幅信號。用示波器分別觀察檢波器的輸入、輸出波形，電路的仿真波形如圖8-17所示。由圖8-17可見，輸出信號完全隨輸入信號包絡(luò)變化，完成了不失真解調(diào)。8.2檢波器仿真圖8-16大信號包絡(luò)檢波器仿真電路圖8-17大信號包絡(luò)檢波器的仿真結(jié)果依據(jù)不失真檢波條件，避免惰性失真的條件為

將圖8-16中的參數(shù)代入計(jì)算得C1R1=5×10-5,

滿足不產(chǎn)生惰性失真的條件。

避免負(fù)峰切割失真的條件為ma≤Rg/R，則

ma=0.2

滿足不產(chǎn)生負(fù)峰切割失真的條件，故圖8-16所示的檢波器電路能不失真檢波。如果將圖8-16中的電路參數(shù)進(jìn)行修改，如圖8-18所示，輸入信號的調(diào)幅系數(shù)改為0.5，其輸入、輸出電壓波形如圖8-19所示。很明顯，圖8-18所示的檢波器產(chǎn)生了惰性失真。圖8-18產(chǎn)生惰性的檢波器電路圖8-19電路的輸入、輸出信號波形將圖8-18所示電路的參數(shù)代入不失真條件計(jì)算得

C1R1=5×10-4

不滿足避免惰性失真的條件。因此，該電路產(chǎn)生了惰性失真。而該電路的輸入信號調(diào)幅系數(shù)為ma=0.5依然滿足避免負(fù)峰切割失真的條件，因此該電路未產(chǎn)生負(fù)峰切割失真。

將圖8-16中的其它電路參數(shù)修改，且輸入信號的調(diào)幅系數(shù)改為0.8，如圖8-20所示，則電路的輸入、輸出波形如圖8-21所示，很明顯，產(chǎn)生了負(fù)峰切割失真。圖8-20產(chǎn)生負(fù)峰切割失真的檢波器電路圖8-21負(fù)峰切割失真波形圖由于C1R1=5×10-5

滿足不產(chǎn)生惰性失真的條件，因此，圖8-20所示電路未產(chǎn)生惰性失真。由于

不滿足避免負(fù)峰切割失真的條件，因此圖8-20所示電路產(chǎn)生了負(fù)峰切割失真。

按照表8-1中的要求改變圖8-16所示電路的參數(shù)，觀察輸出波形，分析輸出波形失真或不失真的原因。表8-1電路參數(shù)變化后的檢波器輸出

2.乘積型同步檢波器的仿真

乘積型同步檢波器電路如圖8-22所示。改變圖中輸入信號u1的調(diào)幅系數(shù)，使其為1，便可得到DSB信號，該電路的輸入、輸出電壓波形如圖8-23所示，實(shí)現(xiàn)了檢波。如果將u1的調(diào)幅系數(shù)改為0.5，則電路的輸入、輸出電壓波形如圖8-24所示。可見，乘積型同步檢波器也可對AM信號檢波。圖8-22乘積型同步檢波電路圖8-23乘積型檢波器對DSB信號的檢波輸出圖8-24乘積型檢波器對AM信號的檢波輸出3.疊加型同步檢波器的仿真

疊加型同步檢波器電路如圖8-25所示。圖中，乘法器用來產(chǎn)生DSB信號，加法器將乘法器輸出的DSB信號變換成AM信號，然后大信號包絡(luò)檢波。示波器XSC1顯示的是調(diào)制信號與DSB信號波形，XSC2顯示的是AM信號和檢波輸出波形，如圖8-26所示?？梢?，通過疊加型同步檢波器可對DSB信號實(shí)現(xiàn)檢波。圖8-25疊加型同步檢波器圖8-26疊加型同步檢波器電路中各點(diǎn)電壓波形

對調(diào)頻信號解調(diào)又稱鑒頻。能完成鑒頻功能的電路稱鑒頻電路，或稱鑒頻器。鑒頻器將輸入信號頻率的變化轉(zhuǎn)化成輸出電壓的變化，從而實(shí)現(xiàn)解調(diào)。8.3.1概述

1.實(shí)現(xiàn)鑒頻的方法實(shí)現(xiàn)鑒頻的方法主要有四種：斜率鑒頻、相位鑒頻、脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻、鎖相環(huán)鑒頻。8.3調(diào)頻信號的解調(diào)1)斜率鑒頻

斜率鑒頻的實(shí)現(xiàn)過程如圖8-27所示。先通過頻率-幅度變換網(wǎng)絡(luò)將等幅的調(diào)頻信號變換成幅度與頻率成正比的調(diào)頻-調(diào)幅信號，即將頻率的變化轉(zhuǎn)移到幅度上，然后通過包絡(luò)檢波器進(jìn)行檢波，完成解調(diào)功能。圖8-27斜率鑒頻器的實(shí)現(xiàn)模型2)相位鑒頻相位鑒頻的實(shí)現(xiàn)過程如圖8-28所示。先通過頻率-相位變換網(wǎng)絡(luò)將調(diào)頻信號頻率的變化轉(zhuǎn)換成相位的變化，然后通過相位檢波器將相位的變化轉(zhuǎn)化成輸出電壓的變化，實(shí)現(xiàn)解調(diào)。圖8-28相位鑒頻器的實(shí)現(xiàn)模型]

3)脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻的實(shí)現(xiàn)過程如圖8-29所示。先通過非線性變換網(wǎng)絡(luò)將等幅的調(diào)頻信號變換成與之對應(yīng)的調(diào)頻脈沖序列，該脈沖序列中包含有反映瞬時(shí)頻率變化規(guī)律的平均電壓分量，然后通過低通濾波器取出反映輸入信號頻率變化規(guī)律的平均電壓分量，從而實(shí)現(xiàn)鑒頻。4)鎖相環(huán)鑒頻鎖相環(huán)鑒頻具有優(yōu)良的鑒頻性能，它是利用鎖相環(huán)路進(jìn)行頻率解調(diào)的。鎖相環(huán)路的工作原理將在第9章介紹。圖8-30鑒頻特性曲線2.鑒頻特性

鑒頻器輸入調(diào)頻信號的瞬時(shí)頻率f與輸出電壓uo之間的關(guān)系曲線，稱為鑒頻特性曲線，如圖8-30所示。由圖可見，在中心頻率fc附近時(shí)，uo與fc之間近似為線性關(guān)系；2Δfm為鑒頻特性曲線的線性鑒頻范圍，只有鑒頻器輸入信號的頻率變化范圍小于鑒頻器的線性鑒頻范圍時(shí)，鑒頻器才能對輸入信號不失真鑒頻。由于鑒頻曲線很像字母“S”，故形象地稱其為S曲線。

為了表示鑒頻器將輸入信號的頻率變化轉(zhuǎn)換成電壓變化的能力，定義鑒頻特性曲線在中心頻率fc處電壓的變化量與頻率的變化量之比(即fc處鑒頻特性曲線的斜率)為鑒頻靈敏度SD，也稱為鑒頻跨導(dǎo)。SD的單位是V/Hz。顯然，鑒頻特性曲線越陡峭，SD就越大，說明鑒頻器將輸入信號頻率的變化轉(zhuǎn)化成輸出信號電壓變化的能力越強(qiáng)，鑒頻器的鑒頻靈敏度越高。圖8-30中，2Δfm被定義為鑒頻器的線性鑒頻范圍。當(dāng)2Δfm大于鑒頻器輸入信號的頻率變化范圍時(shí),可不失真鑒頻。8.3.2斜率鑒頻器由圖8-27可知，斜率鑒頻器由兩部分組成，即頻率-幅度變換網(wǎng)絡(luò)和包絡(luò)檢波器。包絡(luò)檢波器的檢波原理已在本章的8.1節(jié)進(jìn)行了詳細(xì)的分析，本節(jié)主要討論頻率-幅度變換網(wǎng)絡(luò)的頻率-幅度變換原理。由電路構(gòu)成不同，斜率鑒頻器可分為單回路斜率鑒頻器和雙回路斜率鑒頻器。1.斜率鑒頻原理在第1章已經(jīng)介紹過LC并聯(lián)諧振電路，其諧振特性曲線如圖8-31所示。由圖8-31所示諧振曲線的AB段和CD段可見，LC并聯(lián)諧振電路的輸出電壓幅度隨著其輸入信號頻率的增大而增大(AB段),或隨著輸入信號頻率的增大而減小(CD段)。如果輸入信號頻率的變化范圍比較小，則LC并聯(lián)諧振電路的輸出電壓幅度與輸入信號頻率近似呈線性關(guān)系，可將信號頻率的變化線性轉(zhuǎn)移到輸出電壓的幅度上，實(shí)現(xiàn)頻率-幅度變換。一定要注意，用LC并聯(lián)諧振電路進(jìn)行頻率-幅度變換時(shí)，電路應(yīng)工作于失諧狀態(tài)。圖8-31并聯(lián)諧振回路諧振特性曲線2.單回路斜率鑒頻器

單回路斜率鑒頻器如圖8-32所示。圖中，Tr為高頻變壓器；次級線圈L1和電容C1構(gòu)成并聯(lián)諧振回路，其固有諧振頻率為，u1為輸入調(diào)頻信號，其中心頻率fc偏離諧振回路的固有諧振頻率fo，確保電路工作于失諧狀態(tài)。L1C1并聯(lián)諧振回路的作用是將輸入的等幅調(diào)頻信號u1變換成調(diào)頻-調(diào)幅信號u2。二極管V、R、C2構(gòu)成大信號峰值包絡(luò)檢波器。因頻率-幅度變換網(wǎng)絡(luò)由一個(gè)LC并聯(lián)諧振回路組成，故稱為單回路斜率鑒頻器。圖8-32單回路斜率鑒頻器

頻率-幅度變換網(wǎng)絡(luò)L1C1進(jìn)行信號變化的過程如圖8-33所示。圖中，U2m為電壓u2的幅度。由圖可見，經(jīng)過頻率-幅度變換網(wǎng)絡(luò)變換后，得到調(diào)頻-調(diào)幅信號u2。圖8-33單回路斜率鑒頻波形

以上在討論單回路斜率鑒頻器原理時(shí)，認(rèn)為AQB段為近似線性關(guān)系，但實(shí)際在諧振電路的AQB段并不是理想的線性關(guān)系，只有在很小的頻率變化范圍內(nèi)近似線性，因此，單回路斜率鑒頻器要不失真鑒頻，要求輸入信號頻率的變化范圍盡量小。3.雙回路斜率鑒頻器

為了減小鑒頻失真，擴(kuò)展鑒頻器的線性鑒頻范圍，通常采用雙回路斜率鑒頻器。雙回路斜率鑒頻器電路如圖8-34所示。電路由上、下兩個(gè)對稱的單回路斜率鑒頻器構(gòu)成。其中由L1C1及L2C2構(gòu)成的兩個(gè)諧振回路，各自的固有諧振頻率為fo1和fo2，電路輸入調(diào)頻信號的中心頻率為fc，通過調(diào)整C1與C2的值可使fo1<fc<fo2，且fc-fo1=fo2-fc。兩個(gè)諧振回路的諧振曲線如圖8-35所示。因頻率-幅度變換網(wǎng)絡(luò)由雙諧振回路組成，故稱雙回路斜率鑒頻器。圖8-34雙回路斜率鑒頻器圖8-35雙回路斜率鑒頻器的諧振曲線

由單回路斜率鑒頻器的原理分析可知，雙回路斜率鑒頻器的兩個(gè)諧振回路的輸出信號u′和u″均為調(diào)頻-調(diào)幅信號，但由于它們分別利用了諧振曲線的上升段和下降段實(shí)現(xiàn)頻率-幅度變換，因此它們的幅度變化相位相反。u′和u″分別通過由V1、R1、C3組成的上檢波器以及V2、R2、C4組成的下檢波器進(jìn)行檢波，各自得到的檢波輸出電壓分別為uo1、uo2，而鑒頻器總輸出信號為uo=uo1-uo2。雙回路斜率鑒頻器電路中各點(diǎn)的電壓波形如圖8-36所示。

如果上、下兩個(gè)單回路斜率鑒頻器完全對稱，則總的鑒頻特性曲線如圖8-37所示。顯然，雙回路斜率鑒頻器的鑒頻特性曲線要比單回路斜率鑒頻器的鑒頻曲線的線性要好，線性鑒頻范圍要大。雙回路斜率鑒頻器的鑒頻特性曲線不僅與上、下兩個(gè)單諧振回路的諧振曲線有關(guān)，同時(shí)還與fo1與fo2的配置有關(guān)。若fo1與fo2配置合適，則鑒頻特性曲線在fc附近線性較好，如圖8-37所示。相反，若二者配置不合適，則特性曲線在fc附近就會出現(xiàn)彎曲，從而產(chǎn)生鑒頻失真。圖8-36雙回路斜率鑒頻器的相關(guān)信號波形圖8-37雙回路斜率鑒頻器的鑒頻特性曲線8.3.3相位鑒頻器相位鑒頻器是先通過頻率-相位變換網(wǎng)絡(luò)將調(diào)頻信號的頻率變化轉(zhuǎn)換成相位的變化，再通過相位檢波器檢波還原出調(diào)制信號。相位鑒頻器由線性變換網(wǎng)絡(luò)和相位檢波器兩部分組成，相位鑒頻器又稱鑒相器，其功能是檢出兩個(gè)輸入信號之間的相位差，并將相位差的變化線性地轉(zhuǎn)化成輸出電壓的變化。

鑒相器大體可分為數(shù)字鑒相器和模擬鑒相器兩大類，數(shù)字鑒相器由數(shù)字電路組成，本書不作討論。按工作原理不同，模擬鑒相器可分為乘積型鑒相器和疊加型鑒相器兩種，因此，相位鑒頻器也可分為乘積型相位鑒頻器和疊加型相位鑒頻器。

1.乘積型相位鑒頻器乘積型相位鑒頻器的組成模型如圖8-38所示。圖8-38乘積型相位鑒頻器的組成模型

圖8-38所示的乘積型相位鑒頻器中，頻率-相位變換可利用LC并聯(lián)諧振電路的相頻特性來實(shí)現(xiàn)。相位檢波器是由模擬乘法器和低通濾波器組成的，其檢波工作原理如下：設(shè)頻率-相位變換網(wǎng)絡(luò)的輸入信號為uY(t)=UYcosωct

(8-10)其經(jīng)過頻率-相位變換以后得uX(t)=UXsin(ωct+φ)

(8-11)式中，j表示頻率-相位轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)對輸入信號產(chǎn)生的附加相移，它與輸入信號頻率成正比。式(8-10)及式(8-11)即為乘法器的兩個(gè)輸入信號。則乘法器的輸出uo1為

式中，AM為乘法器的增益因子。通過低通濾波器濾除掉高頻分量，得到鑒頻輸出uo(t)為

由式(8-12)可得相位檢波器的輸出電壓與相位關(guān)系如圖8-39所示。圖8-39即為相位檢波器的鑒相特性曲線。由圖8-39可見，鑒相器的輸出電壓與相位為正弦關(guān)系，而并非是線性關(guān)系，但當(dāng)時(shí)，可近似為線性關(guān)系，則式(8-12)可用下式代替：

圖8-39正弦鑒相特性2.疊加型相位鑒頻器

疊加型相位鑒頻器的工作原理是：先將調(diào)頻信號轉(zhuǎn)換成調(diào)頻-調(diào)幅信號，然后通過包絡(luò)檢波器進(jìn)行包絡(luò)檢波，從而恢復(fù)出調(diào)制信號。疊加型相位鑒頻器由頻率-相位變換網(wǎng)絡(luò)和疊加型相位檢波器兩部分組成,其電路模型如圖8-40所示。圖8-40疊加型相位鑒頻器組成模型u2(t)是u1(t)通過頻率-相位變換網(wǎng)絡(luò)以后得到的信號，它們之間的附加相移為j，j與輸入信號u1(t)的頻率呈線性關(guān)系。將u1(t)的矢量用U1m表示，u2(t)的矢量用U2m表示，uo1(t)的矢量用Uo1m表示，設(shè)u1(t)的初相為0，則三者的矢量關(guān)系如圖8-41所示。圖8-41矢量和

由圖8-41可見，圖8-40中包絡(luò)檢波器的輸入電壓uo1(t)的幅度Uo1m隨u2(t)與u

1(t)之間的附加相移變化而變化，而u2(t)與u

1(t)之間的附加相移又隨輸入信號u1(t)的頻率變，因此，Uo1m隨輸入信號的頻率變化，即uo1(t)為調(diào)頻-調(diào)幅信號，因此可通過包絡(luò)檢波解調(diào)。圖8-42所示為疊加型相位鑒頻器電路，也稱為互感耦合相位鑒頻器。圖8-42疊加型相位鑒頻器

圖8-42中，L1C1和L2C2元件構(gòu)成頻率-相位變換線性網(wǎng)絡(luò)，并且兩個(gè)并聯(lián)諧振回路的固有諧振頻率均調(diào)諧在輸入調(diào)頻信號的中心頻率上，Co為隔直電容，對輸入信號相當(dāng)于短路，而L3為高頻扼流圈，對輸入信號相當(dāng)于開路，對直流和低頻信號相當(dāng)于短路，V1、V2、RL、C組成上、下兩個(gè)包絡(luò)檢波電路，由于上、下兩個(gè)電路完全對稱，因此又稱為平衡式相位鑒頻器。

輸入調(diào)頻信號uFM(t)經(jīng)三極管放大后，一方面初級諧振回路L1C1上的電壓u1(t)通過互感耦合到次級諧振回路L2C2上產(chǎn)生電壓2u2(t);另一方面，電壓u1(t)經(jīng)過Co加到L3上，因?yàn)镃o和C對高頻信號的容抗遠(yuǎn)小于L3的感抗，所以u1(t)幾乎全部加在L3上，則上、下兩個(gè)檢波器的輸入電壓可表示為：uV1(t)=u1(t)+u2(t)uV2(t)=u1(t)-u2(t)uV1(t)、uV2(t)都是調(diào)頻-調(diào)幅信號，且它們的幅度大小相等、相位相反，所以兩個(gè)包絡(luò)檢波器的輸出電壓uo1和uo2大小相等、相位相反，鑒頻器的輸出電壓為uo=uo1-uo2=2uo1=-2uo2

思考與練習(xí)

1.斜率鑒頻器中頻率-幅度線性變換網(wǎng)絡(luò)的作用是什么？

2.相位鑒頻器中頻率-相位線性變換網(wǎng)絡(luò)的作用是什么？

3.什么是鑒頻特性？線性鑒頻范圍的意義是什么？鑒頻靈敏度的意義是什么？

4.為什么斜率鑒頻器的LC諧振回路應(yīng)工作于失諧狀態(tài)？而相位鑒頻器的LC諧振回路應(yīng)工作于諧振狀態(tài)？

5.雙回路斜率鑒頻器中，fo1、fo2、fc三者應(yīng)滿足什么關(guān)系？

6.圖8-42所示的相位鑒頻器中，兩個(gè)LC回路的固有諧振頻率與輸入信號頻率應(yīng)滿足什么關(guān)系？

7.簡述乘積型相位鑒頻器的工作原理。

斜率鑒頻器仿真電路如圖8-43所示，為了能通過仿真更清晰地表達(dá)鑒頻原理，鑒頻器輸入調(diào)頻信號頻率比較低。輸入調(diào)頻信號的中心頻率為10kHz，調(diào)頻系數(shù)為5，調(diào)制信號頻率為1kHz。輸入信號、經(jīng)頻率-幅度變換電路變換后的調(diào)頻-調(diào)幅信號及鑒頻輸出信號的電壓波形如圖8-44所示。由圖8-44可見，鑒頻輸出中有明顯的波紋，這些波紋可通過后級濾波性能更好的低通濾波器濾除。8.4鑒頻器仿真圖8-43斜率鑒頻器仿真電路圖8-44仿真電路中各點(diǎn)電壓波形按照表8-2調(diào)整圖8-43中的電路參數(shù)，觀察電路中各點(diǎn)的波形，并將觀察的結(jié)果記錄在表中。表8-2斜率鑒頻器記錄表

8.1從頻譜搬移的角度看，檢波和調(diào)幅有什么異同?