變頻器的電路結(jié)構(gòu).ppt

1、第2章 變頻器的電路結(jié)構(gòu)及工作原理,變頻器按控制方式可以分為：U/f控制變頻器、轉(zhuǎn)差率控制變頻器、矢量控制變頻器和直接轉(zhuǎn)矩控制變頻器。,2.1 變頻調(diào)速的基本原理及變頻器結(jié)構(gòu),在進行電機調(diào)速時，常須考慮的一個重要因素是：希望保持電機中每極磁通量 m 為額定值不變。如果磁通太弱，沒有充分利用電機的鐵心，是一種浪費；如果過分增大磁通，又會使鐵心飽和，從而導致過大的勵磁電流，嚴重時會因繞組過熱而損壞電機。,2.1.1 變頻器的恒U/f控制原理,對于直流電機，勵磁系統(tǒng)是獨立的，只要對電樞反應有恰當?shù)难a償， m 保持不變是很容易做到的。 在交流異步電機中，磁通 m 由定子和轉(zhuǎn)子磁勢合成產(chǎn)生，要保持磁通恒

2、定就需要費一些周折了。,2.1.1 變頻器的恒U/f控制原理,定子每相電動勢,（2-1）,式中：Eg 氣隙磁通在定子每相中感應電動勢的有效值，單位為V；,定子頻率，單位為Hz；,定子每相繞組串聯(lián)匝數(shù)；,基波繞組系數(shù)；,每極氣隙磁通量，單位為Wb。,f1,N1,kN1,m,2. 2.1.1 變頻器的恒U/f控制原理,由式（2-1）可知，只要控制好 Eg 和 f1 ，便可達到控制磁通m 的目的，對此，需要考慮基頻（額定頻率）以下和基頻以上兩種情況。,2.1.1 變頻器的恒U/f控制原理,（1） 基頻以下調(diào)速,由式（2-1）可知，要保持 m 不變，當頻率 f1 從額定值 f1N 向下調(diào)節(jié)時，必須同時

3、降低 Eg ，使,常值 （2-3）,即采用恒值電動勢頻率比的控制方式。,2.1.1 變頻器的恒U/f控制原理,恒壓頻比的控制方式,然而，繞組中的感應電動勢是難以直接控制的，當電動勢值較高時，可以忽略定子繞組的漏磁阻抗壓降，而認為定子相電壓 U1 Eg，則得 （2-5） 這是恒壓頻比的控制方式。,2.1.1 變頻器的恒U/f控制原理,但是，在低頻時 U1 和 Eg 都較小，定子阻抗壓降所占的份量就比較顯著，不再能忽略。這時，需要人為地把電壓 U1 抬高一些，以便近似地補償定子壓降。 帶定子壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性示于下圖中的 b 線，無補償?shù)目刂铺匦詣t為a 線。,2.1.1 變頻器的恒U/f控

4、制原理,帶壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性,a 無補償,b 帶定子壓降補償,2.1.1 變頻器的恒U/f控制原理,（2） 基頻以上調(diào)速,在基頻以上調(diào)速時，頻率應該從 f1N 向上升高，但定子電壓U1 卻不可能超過額定電壓U1N ，最多只能保持U1 = U1N ，這將迫使磁通與頻率成反比地降低，相當于直流電機弱磁升速的情況。 把基頻以下和基頻以上兩種情況的控制特性畫在一起，如下圖所示。,2.1.1 變頻器的恒U/f控制原理,變壓變頻控制特性,圖2-31 異步電機變壓變頻調(diào)速的控制特性,Us,mN,m,2.1.1 變頻器的恒U/f控制原理,如果電機在不同轉(zhuǎn)速時所帶的負載都能使電流達到額定值，即都能在允許

5、溫升下長期運行，則轉(zhuǎn)矩基本上隨磁通變化，按照電力拖動原理，在基頻以下，磁通恒定時轉(zhuǎn)矩也恒定，屬于“恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速”性質(zhì)，而在基頻以上，轉(zhuǎn)速升高時轉(zhuǎn)矩降低，基本上屬于“恒功率調(diào)速”。,2.1.1 變頻器的恒U/f控制原理,U/f控制變頻器的實現(xiàn)方式有兩種 1. 整流變壓、逆變變頻方式,2.1.1 變頻器的恒U/f控制原理,（3） U/f控制變頻器的構(gòu)成,U/f控制變頻器的實現(xiàn)方式有兩種,2.1.1 變頻器的恒U/f控制原理,（3） U/f控制變頻器的構(gòu)成,2. 逆變變壓變頻方式,2.1.1 變頻器的恒U/f控制原理,（4） U/f控制變頻器的機械特性,P15.圖2-3(a)(b),思考題：,什么是U

6、/f控制？ 為什么變頻調(diào)速時還需要變壓？,2.1.2 變頻器的基本構(gòu)成,變頻器技術(shù)是強弱電混合、機電一體的綜合性技術(shù)，既要處理巨大電能的轉(zhuǎn)換（整流、逆變），又要處理信息的收集、變換和傳輸，因此分成功率轉(zhuǎn)換（主電路）和弱電控制（控制電路）兩大部分。 主電路要解決與強電大電流有關(guān)的技術(shù)問題和新型電力電子器件的應用技術(shù)問題；控制電路要解決基于現(xiàn)代控制理論的控制策略和智能控制策略的硬、軟件開發(fā)問題，在目前狀況下主要全數(shù)字控制技術(shù)。,CVCF,VVVF,2.1.2 變頻器的基本構(gòu)成,變頻器技術(shù)是強弱電混合、機電一體的綜合性技術(shù)，既要處理巨大電能的轉(zhuǎn)換（整流、逆變），又要處理信息的收集、變換和傳輸，因此分

7、成功率轉(zhuǎn)換（主電路）和弱電控制（控制電路）兩大部分。 主電路要解決與強電大電流有關(guān)的技術(shù)問題和新型電力電子器件的應用技術(shù)問題；控制電路要解決基于現(xiàn)代控制理論的控制策略和智能控制策略的硬、軟件開發(fā)問題，在目前狀況下主要全數(shù)字控制技術(shù)。,CVCF,VVVF,3.1.1 通用變頻器的基本結(jié)構(gòu)原理,通用變頻器硬件結(jié)構(gòu),（1）整流電路 組成：VD1VD6。功能：將工頻交流電整流為脈動直流電。當電源線電壓為380V時，整流器件的最大反向電壓一般為1000V，最大整流電流為通用變頻器額定電流的2倍。 （2）濾波電路 組成：C1、C2、R1、R2。功能：將脈動直流電變?yōu)檩^平滑的直流電。原理：電容濾波原理、電阻

8、分壓原理。,3逆變電路 組成：VT1VT6、VD7VD12。 功能：將直流電變?yōu)轭l率和電壓可調(diào)的三相交流電。 4指示電路 組成：R4、HL。,5制動單元 組成：VT7、R5 功能：消耗電動機制動過程中的回饋能量，保護變頻器。 制動單元工作原理：電動機制動時，回饋電流通過VD7VD12給C1、C2充電。當電容兩端電壓升到一定程度時，計算機控制VT7 導通，電容通過R5和VT7放電，電阻發(fā)熱消耗能量，電容兩端電壓降低，電動機制動。,（1）不可控整流電路,1.整流電路,整流電路分為可控整流電路和不可控整流電路兩種。,特點：不可控整流電路簡單，優(yōu)點是輸入電流和電源電壓基本可保持同相位，cos1。但是整

9、流器的輸出端如果接電容濾波，輸入電流不是正弦波，有較大的畸變，所以功率 因數(shù)不為1。,513V,（2）可控整流電路,1.整流電路,特點：可控整流電路波形有較大的畸變，對電網(wǎng)產(chǎn)生干擾，功率因數(shù)比不可控整流低。 現(xiàn)在變頻器通常采用不可控整流。,2 濾波電路,在交-直-交變壓變頻器中，按照中間直流環(huán)節(jié)直流電源性質(zhì)的不同或者說按儲能環(huán)節(jié)（濾波方式）不同，逆變器可以分成電壓源型和電流源型兩類，兩種類型的實際區(qū)別在于直流環(huán)節(jié)采用怎樣的濾波器。下圖繪出了電壓源型和電流源型逆變器的示意圖。,兩種類型逆變器結(jié)構(gòu),2 濾波電路,電壓源型逆變器（Voltage Source Inverter -VSI ），直流環(huán)節(jié)

10、采用大電容濾波，因而直流電壓波形比較平直，在理想情況下是一個內(nèi)阻為零的恒壓源，輸出交流電壓是矩形波或階梯波，有時簡稱電壓型逆變器。,2 濾波電路,電流源型逆變器（Current Source Inverter- CSI），直流環(huán)節(jié)采用大電感濾波，直流電流波形比較平直，相當于一個恒流源，輸出交流電流是矩形波或階梯波，或簡稱電流型逆變器。,2 濾波電路,性能比較,兩類逆變器在主電路上雖然只是濾波環(huán)節(jié)的不同，在性能上卻帶來了明顯的差異，主要表現(xiàn)如下： （1）無功能量的緩沖 在調(diào)速系統(tǒng)中，逆變器的負載是異步電機，屬感性負載。在中間直流環(huán)節(jié)與負載電機之間，除了有功功率的傳送外，還存在無功功率的交換。濾波

11、器除濾波外還起著對無功功率的緩沖作用，使它不致影響到交流電網(wǎng)。,2 濾波電路,因此，兩類逆變器的區(qū)別還表現(xiàn)在采用什么儲能元件（電容器或電感器）來緩沖無功能量。 （2）能量的回饋 用電流源型逆變器給異步電機供電的電流源型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)有一個顯著特征，就是容易實現(xiàn)能量的回饋，從而便于四象限運行，適用于需要回饋制動和經(jīng)常正、反轉(zhuǎn)的生產(chǎn)機械。,2 濾波電路,下面以由晶閘管可控整流器UCR和電流源型串聯(lián)二極管式晶閘管逆變器CSI構(gòu)成的交-直-交變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)（如下圖所示）為例，說明電動運行和回饋制動兩種狀態(tài)。,2 濾波電路,電動運行狀態(tài),2 濾波電路,當電動運行時，UCR的控制角 ，電動機以轉(zhuǎn)速運行

12、，電功率的傳送方向如上圖a所示。,2 濾波電路,逆變運行狀態(tài),2 濾波電路,如果降低變壓變頻器的輸出頻率 1，或從機械上抬高電機轉(zhuǎn)速 ，使 1 90 ，則異步電機轉(zhuǎn)入發(fā)電狀態(tài)，逆變器轉(zhuǎn)入整流狀態(tài)，而可控整流器轉(zhuǎn)入有源逆變狀態(tài)，此時直流電壓Ud 立即反向，而電流 Id 方向不變，電能由電機回饋給交流電網(wǎng)（圖b）。,2 濾波電路,與此相反，采用電壓源型的交-直-交變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)要實現(xiàn)回饋制動和四象限運行卻很困難，因為其中間直流環(huán)節(jié)有大電容鉗制著電壓的極性，不可能迅速反向，而電流受到器件單向?qū)щ娦缘闹萍s也不能反向，所以在原裝置上無法實現(xiàn)回饋制動。,2 濾波電路,必須制動時，只得在直流環(huán)節(jié)中并聯(lián)電阻

13、實現(xiàn)能耗制動，或者與UCR反并聯(lián)一組反向的可控整流器，用以通過反向的制動電流，而保持電壓極性不變，實現(xiàn)回饋制動。這樣做，設備要復雜多了。,2 濾波電路,（3）動態(tài)響應 正由于交-直-交電流源型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的直流電壓可以迅速改變，所以動態(tài)響應比較快，而電壓源型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的動態(tài)響應就慢得多。 （4）輸出波形 電壓源型逆變器輸出的電壓波形為方波，電流源型逆變器輸出的電流波形為方波（見下表）。,2 濾波電路,表2-1 兩種逆變器輸出波形比較,2 濾波電路,（4）應用場合 電壓源型逆變器屬恒壓源，電壓控制響應慢，不易波動，所以適于做多臺電機同步運行時的供電電源，或單臺電機調(diào)速但不要求快速起制動

14、和快速減速的場合。采用電流源型逆變器的系統(tǒng)則相反，不適用于多電機傳動，但可以滿足快速起制動和可逆運行的要求。,2 濾波電路,從整體結(jié)構(gòu)（變流環(huán)節(jié)不同）上看，電力電子變壓變頻器可分為交-直-交和交-交兩大類。 （1）交-直-交變壓變頻器 交-直-交變壓變頻器先將工頻交流電源通過整流器變換成直流，再通過逆變器變換成可控頻率和電壓的交流，如下圖所示。,3 逆變電路,交-直-交變壓變頻器基本結(jié)構(gòu),圖2-21 交-直-交（間接）變壓變頻器,3 逆變電路,由于這類變壓變頻器在恒頻交流電源和變頻交流輸出之間有一個“中間直流環(huán)節(jié)”，所以又稱間接式的變壓變頻器。 具體的整流和逆變電路種類很多，當前應用最廣的是由

15、二極管組成不控整流器和由功率開關(guān)器件（P-MOSFET，IGBT等）組成的脈寬調(diào)制（PWM）逆變器，簡稱PWM變壓變頻器，如下圖所示。,3 逆變電路,交-直-交PWM變壓變頻器基本結(jié)構(gòu),圖2-22 交-直-交PWM變壓變頻器,變壓變頻 (VVVF),中間直流環(huán)節(jié),恒壓恒頻 (CVCF),PWM 逆變器,DC,AC,AC,50Hz,調(diào)壓調(diào)頻,C,3 逆變電路,PWM變壓變頻器的應用之所以如此廣泛，是由于它具有如下的一系列優(yōu)點： （1）在主電路整流和逆變兩個單元中，只有逆變單元可控，通過它同時調(diào)節(jié)電壓和頻率，結(jié)構(gòu)簡單。采用全控型的功率開關(guān)器件，只通過驅(qū)動電壓脈沖進行控制，電路也簡單，效率高。,3

16、逆變電路,（2）輸出電壓波形雖是一系列的PWM波，但由于采用了恰當?shù)腜WM控制技術(shù)，正弦基波的比重較大，影響電機運行的低次諧波受到很大的抑制，因而轉(zhuǎn)矩脈動小，提高了系統(tǒng)的調(diào)速范圍和穩(wěn)態(tài)性能。,3 逆變電路,（3）逆變器同時實現(xiàn)調(diào)壓和調(diào)頻，動態(tài)響應不受中間直流環(huán)節(jié)濾波器參數(shù)的影響，系統(tǒng)的動態(tài)性能也得以提高。 （4）采用不可控的二極管整流器，電源側(cè)功率因素較高，且不受逆變輸出電壓大小的影響。,3 逆變電路,PWM變壓變頻器常用的功率開關(guān)器件有：P-MOSFET，IGBT，GTO和替代GTO的電壓控制器件如IGCT、IEGT等。 受到開關(guān)器件額定電壓和電流的限制，對于特大容量電機的變壓變頻調(diào)速仍只好

17、采用半控型的晶閘管（SCR），并用可控整流器調(diào)壓和六拍逆變器調(diào)頻的交-直-交變壓變頻器。,3 逆變電路,交-直-交變壓變頻器中的逆變器一般接成三相橋式電路，以便輸出三相交流變頻電源，下圖為6個電力電子開關(guān)器件VT1 VT6 組成的三相逆變器主電路，圖中用開關(guān)符號代表任何一種電力電子開關(guān)器件。,3 逆變電路,三相橋式逆變器主電路結(jié)構(gòu),3 逆變電路,N,N,控制方式,控制各開關(guān)器件輪流導通和關(guān)斷，可使輸出端得到三相交流電壓。在某一瞬間，控制一個開關(guān)器件關(guān)斷，同時使另一個器件導通，就實現(xiàn)了兩個器件之間的換流。在三相橋式逆變器中，有180導通型和120導通型兩種換流方式。,3 逆變電路,（1）180導

18、通型控制方式,同一橋臂上、下兩管之間互相換流的逆變器稱作180導通型逆變器。 例如，當VT1關(guān)斷后，使VT4導通，而當VT4關(guān)斷后，又使VT1導通。這時，每個開關(guān)器件在一個周期內(nèi)導通的區(qū)間是180，其他各相亦均如此。由于每隔60有一個器件開關(guān)，在180導通型逆變器中，除換流期間外，每一時刻總有3個開關(guān)器件同時導通。,3 逆變電路,但須注意，必須防止同一橋臂的上、下兩管同時導通，否則將造成直流電源短路，謂之“直通”。為此，在換流時，必須采取“先斷后通”的方法，即先給應關(guān)斷的器件發(fā)出關(guān)斷信號，待其關(guān)斷后留一定的時間裕量，叫做“死區(qū)時間”，再給應導通的器件發(fā)出開通信號。,3 逆變電路,死區(qū)時間的長短

19、視器件的開關(guān)速度而定，器件的開關(guān)速度越快時，所留的死區(qū)時間可以越短。為了安全起見，設置死區(qū)時間是非常必要的，但它會造成輸出電壓波形的畸變。,3 逆變電路,輸出波形,圖2-24 電壓型逆變電路的波形,（2）120導通型控制方式,120導通型逆變器的換流是在不同橋臂中同一排左、右兩管之間進行的。 例如，VT1關(guān)斷后使VT3導通，VT3關(guān)斷后使VT5導通，VT4關(guān)斷后使VT6導通等等。這時，每個開關(guān)器件一次連續(xù)導通120，在同一時刻只有兩個器件導通，如果負載電機繞組是Y聯(lián)結(jié)，則只有兩相導電，另一相懸空。,3 逆變電路,電流型三相橋式逆變電路的輸出波形,3 逆變電路,（2） 交-交變壓變頻器,交-交變

20、壓變頻器的基本結(jié)構(gòu)如下圖所示，它只有一個變換環(huán)節(jié)，把恒壓恒頻（CVCF）的交流電源直接變換成VVVF輸出（轉(zhuǎn)換前后的相數(shù)相同），因此又稱直接式變壓變頻器。 有時為了突出其變頻功能，也稱作周波變換器（Cycloconveter）。,3 逆變電路,交-交變壓變頻器的基本結(jié)構(gòu),圖2-27 交-交（直接）變壓變頻器,3 逆變電路,常用的交-交變壓變頻器輸出的每一相都是一個由正、反兩組晶閘管可控整流裝置反并聯(lián)的可逆線路。 也就是說，每一相都相當于一套直流可逆調(diào)速系統(tǒng)的反并聯(lián)可逆線路（下圖a）。,3 逆變電路,交-交變壓變頻器的基本電路結(jié)構(gòu),圖2-28-a 交-交變壓變頻器每一相的可逆線路,3 逆變電路,

21、交-交變壓變頻器的控制方式,整半周控制方式 正、反兩組按一定周期相互切換，在負載上就獲得交變的輸出電壓 u0 ， u0 的幅值決定于各組可控整流裝置的控制角 ， u0 的頻率決定于正、反兩組整流裝置的切換頻率。如果控制角一直不變，則輸出平均電壓是方波，如下圖 b 所示。,3 逆變電路,輸出電壓波形,3 逆變電路, 調(diào)制控制方式 要獲得正弦波輸出，就必須在每一組整流裝置導通期間不斷改變其控制角。 例如：在正向組導通的半個周期中，使控制角 由/2（對應于平均電壓 u0 = 0）逐漸減小到 0（對應于 u0 最大），然后再逐漸增加到 /2（ u0 再變?yōu)?），如下圖所示。,3 逆變電路,圖2-29

22、交-交變壓變頻器的單相正弦波輸出電壓波形,輸出電壓波形,3 逆變電路,當角按正弦規(guī)律變化時，半周中的平均輸出電壓即為圖中虛線所示的正弦波。對反向組負半周的控制也是這樣。,3 逆變電路,三相交交變頻電路,三相交交變頻電路可以由3個單相交交變頻電路組成，其基本結(jié)構(gòu)如下圖所示。 如果每組可控整流裝置都用橋式電路，含6個晶閘管（當每一橋臂都是單管時），則三相可逆線路共需36個晶閘管，即使采用零式電路也須18個晶閘管。,三相交交變頻器的基本結(jié)構(gòu),輸出星形聯(lián)結(jié)方式三相交交變頻電路,三相橋式交交變頻電路,因此，這樣的交-交變壓變頻器雖然在結(jié)構(gòu)上只有一個變換環(huán)節(jié)，省去了中間直流環(huán)節(jié)，看似簡單，但所用的器件數(shù)量

23、卻很多，總體設備相當龐大。 不過這些設備都是直流調(diào)速系統(tǒng)中常用的可逆整流裝置，在技術(shù)上和制造工藝上都很成熟，目前國內(nèi)有些企業(yè)已有可靠的產(chǎn)品。,3 逆變電路,這類交-交變頻器的其他缺點是：輸入功率因數(shù)較低，諧波電流含量大，頻譜復雜，因此須配置諧波濾波和無功補償設備。其最高輸出頻率不超過電網(wǎng)頻率的 1/3 1/2，一般主要用于軋機主傳動、球磨機、水泥回轉(zhuǎn)窯等大容量、低轉(zhuǎn)速的調(diào)速系統(tǒng)，供電給低速電機直接傳動時，可以省去龐大的齒輪減速箱。,3 逆變電路,近年來又出現(xiàn)了一種采用全控型開關(guān)器件的矩陣式交-交變壓變頻器，類似于 PWM控制方式，輸出電壓和輸入電流的低次諧波都較小，輸入功率因數(shù)可調(diào)，能量可雙向

24、流動，以獲得四象限運行，但當輸出電壓必須為正弦波時，最大輸出輸入電壓比只有0.866。目前這類變壓變頻器尚處于開發(fā)階段，其發(fā)展前景是很好的。,3 逆變電路,思考題：,變頻器由幾部分組成，各部分都具有什么功能。 變頻器種類很多，其中按濾波方式可分為什么類型。,根據(jù)變頻器的變流環(huán)節(jié)的不同進行分類 ：,（1）交直交變頻器 交直交變頻器是先將頻率固定的交流電“整流”成直流電，再把直流電“逆變”成頻率任意可調(diào)的三相交流電，又稱間接式變頻器。目前應用廣泛的通用型變頻器都是交直交變頻器。 （2）交交變頻器 交交變頻器就是把頻率固定的交流電直接轉(zhuǎn)換成頻率任意可調(diào)的交流電，而且轉(zhuǎn)換前后的相數(shù)相同，又稱直接式變頻

25、器或周波變頻器。,2.2 變頻器的分類與特點,2.2 變頻器的分類與特點,根據(jù)直流電路的儲能環(huán)節(jié)（或濾波方式）分類頻器的變流環(huán)節(jié)的不同進行分類 ：,（1）電壓型變頻器 電壓型變頻器的儲能元件為電容器，其特點是中間直流環(huán)節(jié)的儲能元件采用大電容，負載的無功功率將由它來緩沖，直流電壓比較平穩(wěn)，直流電源內(nèi)阻較小，相當于電壓源，故稱電壓型變頻器，常選用于負載電壓變化較大的場合。 （2）電流型變頻器電流型變頻器的儲能元件為電感線圈，因此其特點是中間直流環(huán)節(jié)采用大電感作為儲能環(huán)節(jié)，緩沖無功功率，即扼制電流的變化，使電壓接近正弦波，由于該直流內(nèi)阻較大，故稱電流型變頻器。,2.2 變頻器的分類與特點,根據(jù)電壓的

26、調(diào)制方式分類,（1）正弦波脈寬調(diào)制（SPWM）變頻器 正弦波脈寬調(diào)制變頻器是指輸出電壓的大小是通過調(diào)節(jié)脈沖占空比來實現(xiàn)的，且載頻信號用等腰三角波，而基準信號采用正弦波。中、小容量的通用變頻器幾乎全都采用此類變頻器。 （2）脈幅調(diào)制（PAM）變頻器 脈幅調(diào)制變頻器是指將變壓與變頻分開完成，即在把交流電整流為直流電的同時改變直流電壓的幅值，而后將直流電壓逆變?yōu)榻涣麟姇r改變交流電頻率的變壓變頻控制方式。,2.2 變頻器的分類與特點,根據(jù)控制方式分類 ：,（1）U/F控制 （2）轉(zhuǎn)差頻率控制 （3）矢量控制 （4）直接轉(zhuǎn)矩控制,2.2 變頻器的分類與特點,根據(jù)輸入電源的相數(shù)分類,（1）三進三出變頻器

27、變頻器的輸入側(cè)和輸出側(cè)都是三相交流電。絕大多數(shù)變頻器都屬此類。 （2）單進三出變頻器 變頻器的輸入側(cè)為單相交流電，輸出側(cè)是三相交流電，俗稱“單相變頻器”。該類變頻器通常容量較小，且適合在單相電源情況下使用，如家用電器里的變頻器均屬此類。,2.2 變頻器的分類與特點,根據(jù)負載轉(zhuǎn)矩特性分類,（1）P型機變頻器 適用于變轉(zhuǎn)矩負載的變頻器。 （2）G型機變頻器 適用于恒轉(zhuǎn)矩負載的變頻器。 （3）P/G合一型變頻器 同一種機型既可以使用變轉(zhuǎn)矩負載，又可以適用于恒轉(zhuǎn)矩負載；同時在變轉(zhuǎn)矩方式下，其標稱功率大一檔。,2.2 變頻器的分類與特點,根據(jù)應用場合分類,（1）通用變頻器 通用變頻器的特點是其通用性，可

28、應用在標準異步電機傳動、工業(yè)生產(chǎn)及民用、建筑等各個領(lǐng)域。通用變頻器的控制方式，已經(jīng)從最簡單的恒壓頻比控制方式向高性能的矢量控制、直接轉(zhuǎn)矩控制等發(fā)展。 （2）專用變頻器 專用變頻器的特點是其行業(yè)專用性，它針對不同的行業(yè)特點集成了可編程控制器以及很多硬件外設，可以在不增加外部板件的基礎上直接應用于行業(yè)中。比如，恒壓供水專用變頻器就能處理供水中變頻與工頻切換、一拖多控制等。,思考題：,什么是交-直-交類型變頻器，根據(jù)濾波環(huán)節(jié)其分成幾種類型？ 什么是單相變頻器？,2.3 正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù),1. SPWM調(diào)制原理 以正弦波作為逆變器輸出的期望波形，以頻率比期望波高得多的等腰三角波作為載波（

29、Carrier wave），并用頻率和期望波相同的正弦波作為調(diào)制波（Modulation wave），當調(diào)制波與載波相交時，由它們的交點確定逆變器開關(guān)器件的通斷時刻，從而獲得在正弦調(diào)制波的半個周期內(nèi)呈兩邊窄中間寬的一系列等幅不等寬的矩形波。,按照波形面積相等的原則，每一個矩形波的面積與相應位置的正弦波面積相等，因而這個序列的矩形波與期望的正弦波等效。這種調(diào)制方法稱作正弦波脈寬調(diào)制（Sinusoidal pulse width modulation，簡稱SPWM），這種序列的矩形波稱作SPWM波。,2. SPWM控制方式,如果在正弦調(diào)制波的半個周期內(nèi)，三角載波只在正或負的一種極性范圍內(nèi)變化，所得

30、到的SPWM波也只處于一個極性的范圍內(nèi)，叫做單極性控制方式。 如果在正弦調(diào)制波半個周期內(nèi)，三角載波在正負極性之間連續(xù)變化，則SPWM波也是在正負之間變化，叫做雙極性控制方式。,（1）單極性PWM控制方式,（2）雙極性PWM控制方式,3. SPWM波形的實現(xiàn),模擬電子電路 采用正弦波發(fā)生器、三角波發(fā)生器和比較器來實現(xiàn)上述的SPWM控制。 數(shù)字控制電路 硬件電路； 軟件實現(xiàn)。,模擬電子電路,數(shù)字控制電路（軟件實現(xiàn)方法）,自然采樣法只是把同樣的方法數(shù)字化， 自然采樣法的運算比較復雜； 規(guī)則采樣法在工程上更實用的簡化方法，由于簡化方法的不同，衍生出多種規(guī)則采樣法。,（1）自然采樣法原理,將三相正弦波與

31、三角波比較，在波形相交點自然地確定脈沖的采樣點和開關(guān)點。即采樣點和開關(guān)點重合。,優(yōu)點： 1、基波幅值與調(diào)制度M成正比，利于調(diào)壓； 2、高次諧波隨著載波比N與調(diào)制度M的增大而減小，有利于波形正弦化。 缺點： 1、實時控制時難以計算脈沖寬度； 2、離線計算，利用查表法輸出PWM波，占有內(nèi)存過大，不符合微機等采樣周期的控制要求。,（2）規(guī)則采樣法,在載波三角波的固定點對正弦波進行采樣，以確定脈沖的前沿和后沿時刻，而并不管此時是否發(fā)生正弦調(diào)制波與載波三角波相交。也就是說采樣點和開關(guān)點不重合，采樣點是固定的，開關(guān)點是變化的。開關(guān)的轉(zhuǎn)換時刻可以利用簡單的三角函數(shù)在線地計算出來，滿足了微機全數(shù)字控制的需要。

32、,規(guī)則采樣法的種類：,對稱規(guī)則采樣中生成的PWM脈寬較實際的正弦波與三角波自然相交的脈寬偏小，使變頻電源的輸出電壓較低。,不規(guī)則采樣中，雖能更真實地反映自然采樣，但由于在一個載波周期中需要采樣兩次，極大地增加了數(shù)據(jù)的處理量。,在實際采樣中我們采用的是平均對稱規(guī)則采樣。采樣時刻設在三角載波的谷底處，以此刻的正弦波數(shù)值為中心，確定PWM脈沖的前后沿。,平均規(guī)則采樣法原理,三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc,平均規(guī)則采樣法原理,自然采樣法中，脈沖中點不和三角波一周期的中點（即負峰點）重合,平均規(guī)則采樣法原理,規(guī)則采樣法使兩者重合，每個脈沖的中點都以相應的三角波中點為對稱，使計算大為簡化,平均規(guī)則

33、采樣法原理,在三角波的負峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點，過 D作水平直線和三角波分別交于A、B點，在A點時刻 tA和B點時刻 tB控制開關(guān)器件的通斷,平均規(guī)則采樣法原理,脈沖寬度 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近,平均規(guī)則采樣法原理,正弦調(diào)制信號波 式中，M 稱為調(diào)制度，0 M 1；r為信號波角頻率。,平均規(guī)則采樣法原理,從圖中可得 因此可得,根據(jù)上述采樣原理和計算公式，可以用計算機實時控制產(chǎn)生SPWM波形，具體實現(xiàn)方法有： 查表法可以先離線計算出相應的脈寬 等數(shù)據(jù)存放在內(nèi)存中，然后在調(diào)速系統(tǒng)實時控制過程中通過查表和加、減運算求出各相脈寬時間和間隙時間。,實時計算法事先在內(nèi)存中存放正弦函

34、數(shù)和Tc /2值，控制時先查出正弦值，與調(diào)速系統(tǒng)所需的調(diào)制度M作乘法運算，再根據(jù)給定的載波頻率查出相應的Tc /2值，由計算公式計算脈寬時間和間隙時間。,由于PWM變壓變頻器的應用非常廣泛，已制成多種專用集成電路芯片作為SPWM信號的發(fā)生器，應用較多的有HEF4752、SLE4520、SA8281、SA8282、SA4828等。后來更進一步把它做在微機芯片里面，生產(chǎn)出多種帶PWM信號輸出口的電機控制用的8位、16位微機芯片和DSP。,數(shù)字控制電路（硬件電路實現(xiàn)方法）,4. PWM調(diào)制方法,載波比載波頻率 fc與調(diào)制信號頻率 fr 之比N，既 N = fc / fr 根據(jù)載波和信號波是否同步及載

35、波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制。,（1）異步調(diào)制,異步調(diào)制載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式。 通常保持 fc 固定不變，當 fr 變化時，載波比 N 是變化的； 在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱；,當 fr 較低時，N 較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響都較小； 當 fr 增高時，N 減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM 脈沖不對稱的影響就變大。,（2）同步調(diào)制,同步調(diào)制N 等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步。 基本同步調(diào)制方式，fr 變化時N不變，信號波一周期

36、內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定； 三相電路中公用一個三角波載波，且取 N 為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱；,為使一相的PWM波正負半周鏡像對稱，N應取奇數(shù)； fr 很低時，fc 也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除； fr 很高時，fc 會過高，使開關(guān)器件難以承受。,同步調(diào)制三相PWM波形,（3）分段同步調(diào)制,把 fr 范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段N不同； 在 fr 高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高； 在 fr 低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低；,分段同步調(diào)制方式,（4）混合調(diào)制,可在低頻輸出時采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結(jié)合起來，和分段

37、同步方式效果接近。,5. PWM逆變器主電路及輸出波形,圖6-20 三相橋式PWM逆變器的雙極性SPWM波形,圖6-20為三相PWM波形，其中 urU 、urV 、urW為U，V，W三相的正弦調(diào)制波， uc為雙極性三角載波； uUN 、uVN 、uWN 為U，V，W三相輸出與電源中性點N之間的相電壓矩形波形； uUV為輸出線電壓矩形波形，其脈沖幅值為+Ud和- Ud ； uUN為三相輸出與電機中點N之間的相電壓。,思考題：,什么是基本Uf控制方式？為什么在基本Uf控制基礎上還要進行轉(zhuǎn)矩補償？ 在U/f控制方式下，當輸出頻率比較低時，會出現(xiàn)輸出轉(zhuǎn)矩不足的情況，要求變頻器具有什么功能。 說明SPW

38、M控制技術(shù)的原理。 什么是SPWM的平均規(guī)則采樣法？,2.4 電流滯環(huán)跟蹤PWM(CHBPWM)控制 技術(shù),應用PWM控制技術(shù)的變壓變頻器一般都是電壓源型的，它可以按需要方便地控制其輸出電壓，為此前面兩小節(jié)所述的PWM控制技術(shù)都是以輸出電壓近似正弦波為目標的。,但是，在電流電機中，實際需要保證的應該是正弦波電流，因為在交流電機繞組中只有通入三相平衡的正弦電流才能使合成的電磁轉(zhuǎn)矩為恒定值，不含脈動分量。因此，若能對電流實行閉環(huán)控制，以保證其正弦波形，顯然將比電壓開環(huán)控制能夠獲得更好的性能。,常用的一種電流閉環(huán)控制方法是電流滯環(huán)跟蹤 PWM（Current Hysteresis Band PWM

39、CHBPWM）控制，具有電流滯環(huán)跟蹤 PWM 控制的 PWM 變壓變頻器的A相控制原理圖如下圖。,1. 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制原理,圖6-22電流滯環(huán)跟蹤控制的A相原理圖,圖中，電流控制器是帶滯環(huán)的比較器，環(huán)寬為2h。 將給定電流 i*a 與輸出電流 ia 進行比較，電流偏差 ia 超過時 h，經(jīng)滯環(huán)控制器HBC控制逆變器 A相上（或下）橋臂的功率器件動作。B、C 二相的原理圖均與此相同。,采用電流滯環(huán)跟蹤控制時，變壓變頻器的電流波形與PWM電壓波形如下圖。 如果， ia i*a ， 且i*a - ia h，滯環(huán)控制器 HBC輸出正電平，驅(qū)動上橋臂功率開關(guān)器件VT1導通，變壓變頻器輸出正電壓

40、，使 ia增大。當ia增長到與i*a相等時，雖然ia =0，但HBC仍保持正電平輸出，保持導通，使ia繼續(xù)增大。 直到達到ia = i*a + h ， ia = h ，使滯環(huán)翻轉(zhuǎn)，HBC輸出負電平，關(guān)斷VT1 ，并經(jīng)延時后驅(qū)動VT4,但此時未必能夠?qū)?，由於電機繞組的電感作用，電流不會反向，而是通過二極管VD4續(xù)流，使VT1受到反向鉗位而不能導通。此后， ia逐漸減小，直到到達滯環(huán)偏差的下限值，使 HBC 再翻轉(zhuǎn)， VT1又重復使導通。這樣， VT1與VD4交替工作，使輸出電流給定值之間的偏差保持在范圍內(nèi)，在正弦波上下作鋸齒狀變化。從圖 中可以看到，輸出電流是十分接近正弦波的。,滯環(huán)比較方式的

41、指令電流和輸出電流,圖6-23電流滯環(huán)跟蹤控制時的電流波形,下圖給出了在給定正弦波電流半個周期內(nèi)的輸出電流波形和相應的相電壓波形。可以看出，在半個周期內(nèi)圍繞正弦波作脈動變化，不論在的上升段還是下降段，它都是指數(shù)曲線中的一小部分，其變化率與電路參數(shù)和電機的反電動勢有關(guān)。,三相電流跟蹤型PWM逆變電路,圖6-24 三相電流跟蹤型PWM逆變電路,三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形,因此，輸出相電壓波形呈PWM狀，但與兩側(cè)窄中間寬的SPWM波相反，兩側(cè)增寬而中間變窄，這說明為了使電流波形跟蹤正弦波，應該調(diào)整一下電壓波形。,電流跟蹤控制的精度與滯環(huán)的環(huán)寬有關(guān)，同時還受到功率開關(guān)器件允許開關(guān)頻率的制約。

42、當環(huán)寬選得較大時，可降低開關(guān)頻率，但電流波形失真較多，諧波分量高；如果環(huán)寬太小，電流波形雖然較好，卻使開關(guān)頻率增大了。這是一對矛盾的因素，實用中，應在充分利用器件開關(guān)頻率的前提下，正確地選擇盡可能小的環(huán)寬。,2.5 電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù) （或稱磁鏈跟蹤控制技術(shù)）,本節(jié)提要 問題的提出 空間矢量的定義 電壓與磁鏈空間矢量的關(guān)系 六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉(zhuǎn)磁場 電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制,問題的提出,經(jīng)典的SPWM控制主要著眼于使變壓變頻器的輸出電壓盡量接近正弦波，并未顧及輸出電流的波形。而電流滯環(huán)跟蹤控制則直接控制輸出電流，使之在正弦波附近變化，這就比只要

43、求正弦電壓前進了一步。然而交流電動機需要輸入三相正弦電流的最終目的是在電動機空間形成圓形旋轉(zhuǎn)磁場，從而產(chǎn)生恒定的電磁轉(zhuǎn)矩。,2.5 電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù) （或稱磁鏈跟蹤控制技術(shù)）,如果對準這一目標，把逆變器和交流電動機視為一體，按照跟蹤圓形旋轉(zhuǎn)磁場來控制逆變器的工作，其效果應該更好。這種控制方法稱作“磁鏈跟蹤控制”，下面的討論將表明，磁鏈的軌跡是交替使用不同的電壓空間矢量得到的，所以又稱“電壓空間矢量PWM（SVPWM，Space Vector PWM）控制”。,1. 空間矢量的定義,交流電動機繞組的電壓、電流、磁鏈等物理量都是隨時間變化的，分析時常用時間相量來表示，但如果

44、考慮到它們所在繞組的空間位置，也可以如圖所示，定義為空間矢量uA0， uB0 ， uC0 。,圖6-25 電壓空間矢量,電壓空間矢量的相互關(guān)系,定子電壓空間矢量：uA0 、 uB0 、 uC0 的方向始終處于各相繞組的軸線上，而大小則隨時間按正弦規(guī)律脈動，時間相位互相錯開的角度也是120。 合成空間矢量：由三相定子電壓空間矢量相加合成的空間矢量 us 是一個旋轉(zhuǎn)的空間矢量，它的幅值不變，是每相電壓幅值的3/2倍。,電壓空間矢量的相互關(guān)系（續(xù)）,當電源頻率不變時，合成空間矢量 us 以電源角頻率1 為電氣角速度作恒速旋轉(zhuǎn)。當某一相電壓為最大值時，合成電壓矢量 us 就落在該相的軸線上。用公式表示

45、，則有,（6-39）,與定子電壓空間矢量相仿，可以定義定子電流和磁鏈的空間矢量 Is 和s 。,2. 電壓與磁鏈空間矢量的關(guān)系,三相的電壓平衡方程式：,2. 電壓與磁鏈空間矢量的關(guān)系（續(xù)）,三相的電壓平衡方程式相加，即得用合成空間矢量表示的定子電壓方程式為,（6-40）,式中,us 定子三相電壓合成空間矢量； Is 定子三相電流合成空間矢量； s 定子三相磁鏈合成空間矢量。,近似關(guān)系,當電動機轉(zhuǎn)速不是很低時，定子電阻壓降在式（6-40）中所占的成分很小，可忽略不計，則定子合成電壓與合成磁鏈空間矢量的近似關(guān)系為,（6-41）,（6-42）,或,磁鏈軌跡,當電動機由三相平衡正弦電壓供電時，電動機定

46、子磁鏈幅值恒定，其空間矢量以恒速旋轉(zhuǎn)，磁鏈矢量頂端的運動軌跡呈圓形（一般簡稱為磁鏈圓）。這樣的定子磁鏈旋轉(zhuǎn)矢量可用下式表示。,（6-43）,其中 m是磁鏈s的幅值，1為其旋轉(zhuǎn)角速度。,由式（6-41）和式（6-43）可得,（6-44）,上式表明，當磁鏈幅值一定時，us的大小與（或供電電壓頻率）1成正比，其方向則與磁鏈矢量正交，即磁鏈圓的切線方向。,磁場軌跡與電壓空間矢量運動軌跡的關(guān)系,如圖所示，當磁鏈矢量在空間旋轉(zhuǎn)一周時，電壓矢量也連續(xù)地按磁鏈圓的切線方向運動2弧度，其軌跡與磁鏈圓重合。 這樣，電動機旋轉(zhuǎn)磁場的軌跡問題就可轉(zhuǎn)化為電壓空間矢量的運動軌跡問題。,圖6-26 旋轉(zhuǎn)磁場與電壓空間矢量的

47、運動軌跡,3. 六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉(zhuǎn)磁場,（1）電壓空間矢量運動軌跡 在常規(guī)的 PWM 變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中，異步電動機由六拍階梯波逆變器供電，這時的電壓空間矢量運動軌跡是怎樣的呢？ 為了討論方便起見，再把三相逆變器-異步電動機調(diào)速系統(tǒng)主電路的原理圖繪出，圖6-27中六個功率開關(guān)器件都用開關(guān)符號代替，可以代表任意一種開關(guān)器件。,主電路原理圖,圖6-27 三相逆變器-異步電動機調(diào)速系統(tǒng)主電路原理圖,開關(guān)工作狀態(tài),如果，圖中的逆變器采用180導通型，功率開關(guān)器件共有8種工作狀態(tài)（見附表） ，其中 6 種有效開關(guān)狀態(tài)； 2 種無效狀態(tài)（因為逆變器這時并沒有輸出電壓）： 上橋臂開關(guān) VT1

48、、VT3、VT5 全部導通 下橋臂開關(guān) VT2、VT4、VT6 全部導通,輸出波形,電壓型逆變電路的波形,開關(guān)狀態(tài)表,開關(guān)控制模式,對于六拍階梯波的逆變器，在其輸出的每個周期中6 種有效的工作狀態(tài)各出現(xiàn)一次。逆變器每隔 /3 時刻就切換一次工作狀態(tài)（即換相），而在這 /3 時刻內(nèi)則保持不變。,（a）開關(guān)模式分析,設工作周期從100狀態(tài)開始，這時VT6、VT1、VT2導通，其等效電路如圖所示。各相對直流電源中點的電壓都是幅值為 UAO = Ud / 2 UBO = UCO = - Ud /2,（b）工作狀態(tài)100的合成電壓空間矢量,由圖可知，三相的合成空間矢量為 u1，其幅值等于Ud，方向沿A軸

49、（即X軸）。,（c）工作狀態(tài)110的合成電壓空間矢量,u1 存在的時間為/3，在這段時間以后，工作狀態(tài)轉(zhuǎn)為110，和上面的分析相似，合成空間矢量變成圖中的 u2 ，它在空間上滯后于u1 的相位為 /3 弧度，存在的時間也是 /3 。,（d）每個周期的六邊形合成電壓空間矢量,依此類推，隨著逆變器工作狀態(tài)的切換，電壓空間矢量的幅值不變，而相位每次旋轉(zhuǎn) /3 ，直到一個周期結(jié)束。 這樣，在一個周期中 6 個電壓空間矢量共轉(zhuǎn)過 2 弧度，形成一個封閉的正六邊形，如圖所示。,（2）定子磁鏈矢量端點的運動軌跡,電壓空間矢量與磁鏈矢量的關(guān)系 一個由電壓空間矢量運動所形成的正六邊形軌跡也可以看作是異步電動機定

50、子磁鏈矢量端點的運動軌跡。對于這個關(guān)系，進一步說明如下：,圖6-29 六拍逆變器供電時電動機電壓空間矢量與磁鏈矢量的關(guān)系,設在逆變器工作開始時定子磁鏈空間矢量為1，在第一個 /3 期間，電動機上施加的電壓空間矢量為圖6-28d中的 u1 ，把它們再畫在圖6-29中。按照式（6-41）可以寫成,也就是說，在 /3 所對應的時間 t 內(nèi)，施加 u1的結(jié)果是使定子磁鏈 1 產(chǎn)生一個增量，其幅值 |u1| 與成正比，方向與u1一致，最后得到圖6-29所示的新的磁鏈，而,（6-45）,（6-46）,依此類推，可以寫成 的通式,（6-47）,（6-48）,總之，在一個周期內(nèi)，6個磁鏈空間矢量呈放射狀，矢量

51、的尾部都在O點，其頂端的運動軌跡也就是6個基本電壓空間矢量所圍成的正六邊形。,磁鏈矢量增量與電壓矢量、時間增量的關(guān)系,如果 u1 的作用時間t 小于 /3 ，則 i 的幅值也按比例地減小，如圖 6-30 中的矢量 ?？梢?，在任何時刻，所產(chǎn)生的磁鏈增量的方向決定于所施加的電壓，其幅值則正比于施加電壓的時間。,圖6-30 磁鏈矢量增量與電壓矢量、時間增量的關(guān)系,4. 電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制,如前分析，我們可以得到的結(jié)論是： 如果交流電動機僅由常規(guī)的六拍階梯波逆變器供電，磁鏈軌跡便是六邊形的旋轉(zhuǎn)磁場，這顯然不象在正弦波供電時所產(chǎn)生的圓形旋轉(zhuǎn)磁場那樣能使電動機獲得勻速運行。 如果想獲得

52、更多邊形或逼近圓形的旋轉(zhuǎn)磁場，就必須在每一個期間內(nèi)出現(xiàn)多個工作狀態(tài)，以形成更多的相位不同的電壓空間矢量。為此，必須對逆變器的控制模式進行改造。,圓形旋轉(zhuǎn)磁場逼近方法,PWM控制顯然可以適應上述要求，問題是，怎樣控制PWM的開關(guān)時間才能逼近圓形旋轉(zhuǎn)磁場。 科技工作者已經(jīng)提出過多種實現(xiàn)方法，例如線性組合法，三段逼近法，比較判斷法等31，這里只介紹線性組合法。,基本思路,圖6-31 逼近圓形時的磁鏈增量軌跡,如果要逼近圓形，可以增加切換次數(shù)，設想磁鏈增量由圖中的11 ， 12 ， 13 ， 14 這4段組成。這時，每段施加的電壓空間矢量的相位都不一樣，可以用基本電壓矢量線性組合的方法獲得。,線性組合

53、的方法,圖6-32 電壓空間矢量的線性組合,圖6-32表示由電壓空間矢量和的線性組合構(gòu)成新的電壓矢量。,設在一段換相周期時間T0 中，可以用兩個矢量之和表示由兩個矢量線性組合后的電壓矢量us ，新矢量的相位為 。,（1）線性組合公式,可根據(jù)各段磁鏈增量的相位求出所需的作用時間 t1和 t2 。在圖6-32中，可以看出,（6-49）,（2）相電壓合成公式,根據(jù)式（6-39）用相電壓表示合成電壓空間矢量的定義，把相電壓的時間函數(shù)和空間相位分開寫，得,（6-50）,式中 = 120。,（3）線電壓合成公式,若改用線電壓表示，可得,（6-50）,幾種表示法的比較：由圖6-27可見，當各功率開關(guān)處于不同

54、狀態(tài)時，線電壓可取值為Ud、0 或 Ud，比用相電壓表示時要明確一些。,（3）線電壓合成公式,若改用線電壓表示，可得,（6-50）,如當開關(guān)狀態(tài)為100時， uAB = Ud ， uBC =0，帶入上式等u1 = Ud ；當開關(guān)狀態(tài)為110時， uAB =0 ， uBC = Ud ，帶入上式等u2 = Ud 。同理可得u3 = Ud ， u4 = -Ud ， u5 = Ud ， u6 = Ud 。,作用時間的確定,這樣，根據(jù)各個開關(guān)狀態(tài)的線電壓表達式可以推出,（6-52）,比較式（6-52）和式（6-49），令實數(shù)項和虛數(shù)項分別相等，則,解 t1和 t2 ，得,（6-53）,（6-54）,零矢

55、量的使用,換相周期 T0 應由旋轉(zhuǎn)磁場所需的頻率決定， T0 與 t1+ t2 未必相等，其間隙時間可用零矢量 u7 或 u8 來填補。為了減少功率器件的開關(guān)次數(shù)，一般使 u7 和 u8 各占一半時間，因此,（6-55）, 0,電壓空間矢量的扇區(qū)劃分,為了討論方便起見，可把逆變器的一個工作周期用6個基本電壓空間矢量劃分成6個區(qū)域，稱為扇區(qū)（Sector），如圖所示的、，每個扇區(qū)對應的時間均為/3 。 由于逆變器在各扇區(qū)的工作狀態(tài)都是對稱的，分析一個扇區(qū)的方法可以推廣到其他扇區(qū)。,電壓空間矢量的6個扇區(qū),圖6-33 電壓空間矢量的放射形式和6個扇區(qū),在常規(guī)六拍逆變器中一個扇區(qū)僅包含兩個開關(guān)工作狀

56、態(tài)。 實現(xiàn)SVPWM控制就是要把每一扇區(qū)再分成若干個對應于時間 T0 的小區(qū)間。按照上述方法插入若干個線性組合的新電壓空間矢量 us，以獲得優(yōu)于正六邊形的多邊形（逼近圓形）旋轉(zhuǎn)磁場。,開關(guān)狀態(tài)順序原則,在實際系統(tǒng)中，應該盡量減少開關(guān)狀態(tài)變化時引起的開關(guān)損耗，因此不同開關(guān)狀態(tài)的順序必須遵守下述原則：每次切換開關(guān)狀態(tài)時，只切換一個功率開關(guān)器件，以滿足最小開關(guān)損耗。,插值舉例,每一個 T0 相當于 PWM電壓波形中的一個脈沖波。 例如： 圖6-32所示扇區(qū)內(nèi)的區(qū)間包含t1， t2，t7 和 t8 共4段，相應的電壓空間矢量為 u1，u2，u7 和 u8 ，即 100，110，111 和 000 共4

57、種開關(guān)狀態(tài)。,為了使電壓波形對稱，把每種狀態(tài)的作用時間都一分為二，因而形成電壓空間矢量的作用序列為：12788721，其中1表示作用u1 ，2表示作用u2 ，。 這樣，在這一個時間內(nèi)，逆變器三相的開關(guān)狀態(tài)序列為100，110，111，000，000，111，110，100。,按照最小開關(guān)損耗原則進行檢查，發(fā)現(xiàn)上述1278的順序是不合適的。 為此，應該把切換順序改為81277218，即開關(guān)狀態(tài)序列為000，100，110，111，111，110，100，000，這樣就能滿足每次只切換一個開關(guān)的要求了。,T0 區(qū)間的電壓波形,圖6-34 第扇區(qū)內(nèi)一段區(qū)間的開關(guān)序列與逆變器三相電壓波形,虛線間的每一

58、小段表示一種工作狀態(tài),如上所述，如果一個扇區(qū)分成4個小區(qū)間，則一個周期中將出現(xiàn)24個脈沖波。當然，一個扇區(qū)內(nèi)所分的小區(qū)間越多，就越能逼近圓形旋轉(zhuǎn)磁場。,小 結(jié),歸納起來，SVPWM控制模式有以下特點： 1) 逆變器的一個工作周期分成6個扇區(qū)，每個扇區(qū)相當于常規(guī)六拍逆變器的一拍。為了使電動機旋轉(zhuǎn)磁場逼近圓形，每個扇區(qū)再分成若干個小區(qū)間 T0 ， T0 越短，旋轉(zhuǎn)磁場越接近圓形，但 T0 的縮短受到功率開關(guān)器件允許開關(guān)頻率的制約。,2) 在每個小區(qū)間內(nèi)雖有多次開關(guān)狀態(tài)的切換，但每次切換都只涉及一個功率開關(guān)器件，因而開關(guān)損耗較小。 3) 每個小區(qū)間均以零電壓矢量開始，又以零矢量結(jié)束。 4) 利用電壓

59、空間矢量直接生成三相PWM波，計算簡便。 5) 采用SVPWM控制時，逆變器輸出線電壓基波最大值為直流側(cè)電壓，這比一般的SPWM逆變器輸出電壓提高了15%。,思考題：,為什么磁鏈跟蹤控制又被稱為電壓空間矢量控制？ 電壓空間矢量控制為什么比SPWM控制性能優(yōu)越？ 六拍階梯形波逆變器供電時電動機磁鏈軌跡是什么形狀？ 三相逆變橋共有幾個基本電壓空間矢量？,電力傳動的基本控制規(guī)律,我們知道，任何電力拖動自動控制系統(tǒng)都服從于基本運動方程式 提高調(diào)速系統(tǒng)動態(tài)性能主要依靠控制轉(zhuǎn)速的變化率 d / dt ，根據(jù)基本運動方程式，控制電磁轉(zhuǎn)矩就能控制 d / dt ，因此，歸根結(jié)底，調(diào)速系統(tǒng)的動態(tài)性能就是控制轉(zhuǎn)矩的能力。,2.6 轉(zhuǎn)差頻率控制（SF）原理,在異步電機變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中，需要控制的是電壓（或電