（通信與信息系統(tǒng)專業(yè)論文）基于頻域過采樣的單載波頻域均衡系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)研究.pdf

摘要 捅要 在現(xiàn)代寬帶無線通信系統(tǒng)中，高速率和大容量的通信傳輸使得如何有對抗 信道的頻率選擇性成為需解決的關(guān)鍵性問題，頻率選擇性信道會造成傳輸數(shù)據(jù) 的符號間干擾，并嚴(yán)重影響無線通信系統(tǒng)的性能。傳統(tǒng)的單載波時(shí)域均衡技術(shù) 只適用傳輸速率較低的應(yīng)用場景，隨著數(shù)據(jù)傳輸速率的增大，其計(jì)算復(fù)雜度會 變的極大，因此無法適用于寬帶通信系統(tǒng)中。而采用f f t i f f t 進(jìn)行調(diào)制和解調(diào) 的正交頻分復(fù)用( o f d m ) 技術(shù)能夠在降低均衡計(jì)算復(fù)雜度的同時(shí)有效地對抗頻 率選擇性信道造成的碼間干擾，但也存在峰值平均比過高和對載波頻偏的高敏 感度等缺點(diǎn)。 單載波頻域均衡技術(shù)( s c f d e ) 采用與o f d m 相似的頻域均衡思想，所不 同的是其i f f t 和f f t 模塊都位子通信系統(tǒng)的接收端，在發(fā)送端采用時(shí)域串行的 發(fā)送方式，在接收端將接收信號轉(zhuǎn)換到頻域進(jìn)行均衡以消除頻率選擇性信道的 影響。因而s c f d e 技術(shù)在保持均衡的低計(jì)算復(fù)雜度的同時(shí)，避免了o f d m 系 統(tǒng)中由于并行發(fā)送所造成的發(fā)送信號的高峰值平均功率比，并能夠達(dá)到與 o f d m 相近的性能，因而已成為無線寬帶接入系統(tǒng)物理層信道均衡的重要技術(shù) 之一。 論文首先對無線信道特性和信道均衡技術(shù)的發(fā)展歷史進(jìn)行了簡要的闡述， 詳細(xì)的介紹了單載波頻域均衡系統(tǒng)的基本原理及其特性，并將單載波頻域均衡 的系統(tǒng)特性和o f d m 系統(tǒng)進(jìn)行了比較，對s c f d e 系統(tǒng)中的經(jīng)典均衡算法 ( m m s e ) 進(jìn)行了仿真研究，并與o f d m 系統(tǒng)的均衡算法性能進(jìn)行了比較和分 析。然后對單載波頻域均衡系統(tǒng)中三種不同的保護(hù)間隔加入方法進(jìn)行了研究， 分析了循環(huán)前綴、零保護(hù)間隔和獨(dú)立字情況下系統(tǒng)在理論上的信干比和誤碼率 性能，并對三種保護(hù)間隔加入方法的單載波頻域均衡系統(tǒng)進(jìn)行了仿真和性能比 較。最后在零保護(hù)間隔研究的基礎(chǔ)上提出了基于頻域過采樣的單載波頻域均衡 系統(tǒng)，將頻域過采樣的思想引入單載波頻域均衡系統(tǒng)并保持了頻域均衡的低復(fù) 雜度的特性，設(shè)計(jì)了系統(tǒng)發(fā)送端和接收端的信號處理方法，并對所設(shè)計(jì)的基于 頻域過采樣的單載波頻域均衡系統(tǒng)進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果表明頻域過采樣能夠 有效的提高均衡和信道估計(jì)的性能。 t 摘要 一一一一 關(guān)鍵字：寬帶無線通信，單載波頻域均衡，保護(hù)間隔，頻域過采樣 a b s t r a c t a b s t r a c t i nm o d e mb r o a d b a n dw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o ns y s t e m ，h i g hb i t r a t e sa n dl a r g e c a p a c i t yt r a n s m i s s i o nm a d eh o w t oc o m b a tt h ef r e q u e n c ys e l e c t i v ec h a n n e lb e c o m et o b et h ek e yi s s u et os o l v e t h ef r e q u e n c ys e l e c t i v ec h a n n e lc a nc a u s et h ei n t e rs y m b o l i n t e r f e r e n c ew h i c hs e r i o u s l yi n f l u e n c et h ep e r f o r m a n c eo ft h ec o m m u n i c a t i o ns y s t e m t h ec o n v e n t i o n a ls i n g l ec a r r i e rt i m ed o m a i ne q u a l i z a t i o ni so n l yu s e f u li nt h el o w b i t r a t e sa p p l i c a t i o nc i r c u m s t a n c e a st h er a i s i n go ft h ed a t ab i t r a t e s ，i t sc o m p u t a t i o n a l c o m p l e x i t yw i l lb e c o m ee n o r m o u s s oi t i sn o ts u i t a b l ei nt h eb r o a d b a n dw i r e l e s s c o m m u n i c a t i o n h o w e v e r , t h eo r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i a c c e s s ( o f d m ) ， w h i c he x p l o i tt h ef f t i f f tt om o d u l a t ea n dd e m o d u l a t e ，h a v et h ec a p a b i l i t yt o r e d u c et h ec o m p u t a t i o n a lc o m p l e x i t yo ft h ee q u a l i z a t i o na n ds i m u l t a n e o u s l yc o m b a t t h ei n t e r s y m b o li n t e r f e r e n c ec a u s e db yt h em u l t i p a t hc h a n n e le f f e c t i v e l y b u ti ta l s o h a st h ed r a w b a c ko fh i g hp e a kt oa v e r a g ep o w e rr a t ea n dh i g hs e n s i t i v e n e s st ot h e c a r d e rf r e q u e n c yo f f s e t t h es i n g l ec a r r i e rf r e q u e n c yd o m a i ne q u a l i z a t i o nh a st h es i m i l a rb a s i ci d e ao f f r e q u e n c yd o m a i ne q u a l i z a t i o nw i mo f d m b u ti sd i f f e r e n tf r o mt h eo f d md u et o t h ef a c tt h a tt h em o d u l e so fi f f ta n df f tb o t hl o c a t ea tt h er e c e i v e r i tt r a n s m i t st h e i n f o r m a t i o nd a t as e r i a l l yi nt h et i m ed o m a i na tt h et r a n s m i t t e ra n dt r a n s f o r m st h e r e c e i v e dd a t ai n t ot h ef r e q u e n c yd o m a i nt oe q u a l i z et h ei n f l u e n c eo ff r e q u e n c y s e l e c t i v ec h a n n e l s oi tk e e p st h ep r o p e r t yo fl o wc o m p u t a t i o n a lc o m p l e x i t yo f e q u a l i z a t i o na n da v o i d st h ed r a w b a c ko fh i g hp e a kt oa v e r a g ep o w e rr a t ei nt h e o f d m a n di th a st h es i m i l a rp e r f o r m a n c ew i t ho f d m d u et ot h e s ef a c t s ，i th a s b e c o m et ob eo n eo ft h ei m p o r t a n tt e c t m i q u e so ft h ec h a n n e le q u a l i z a t i o ni nt h e p h y s i c a ll a y e ro ft h ew i r e l e s sb r o a d b a n da c c e s ss y s t e m i nt h i st h e s i s ，w ef i r s t l yw i l li n t r o d u c et h ep r o p e r t yo ft h ew i r e l e s sc h a n n e la n d t h ed e v e l o p m e n th i s t o r yo ft h ec h a n n e le q u a l i z a t i o nt e c h n i q u e s ，e l a b o r a t et h e f u n d a m e n t a lm a c h a n i s ma n dt h ep r o p e r t i e so ft h es c - f d e ，c o m p a r et h ep r o p e r t i e so f t h es c f d ea n do f d m ，s i m u l a t et h ec l a s s i c a le q u a l i z a t i o na l g o r i t h m ( m m s e ) i nt h e i i a b s t r a c t s c f d ea n dc o m p a r ei t sp e r f o r m a n c ew i t ho f d m t h e n ，w ew i l lr e s e a r c ht h et h e r e d i f f e r e n tt y p e so fg u a r di n t e r v a l si nt h es c f d e ，a n a l y z et h et h e o r e t i c a lp e r f o r m a n c e o fs i g n a lt oi n t e r f e r e n c er a t e ( s i r ) a n dt h e o r e t i c a lb i te r r o rr a t e ( b e r ) i nt h et h r e e s i t u a t i o n so fg u a r di n t e r v a li ns c - f d e ：c i r c u l a rp r e f i x ( c p ) ，z e r op a d d i n g ( z p ) a n d u n i q u ew o r d ( u w ) ，a n dc o m p a r et h e i rp e r f o r m a n c ei ns i m u l a t i o ne n v i r o n m e n t f i n a l l go nt h eb a s i co ft h er e s e a r c ho nz pg u a r di n t e r v a l ，w ew i l lp r o p o s e at e c h n i q u e o fs c o f d eb a s e do nf r e q u e n c yd o m a i no v e r s a m p l i n g ( f d o ) ，i n t r o d u c et h e c o n c e p t i o no ff d o i n t ot h es c - f d es y s t e ma n ds t i l lk e 印t h el o wc o m p u t a t i o n a l c o m p l e x i t yp r o p e r t yo ff r e q u e n c yd o m a i ne q u a l i z a t i o n ，d e s i g nt h es i g n a lp r o c e s s i n g m e t h o do ft h et r a n s m i t t e ra n dt h er e c e i v e r , s i m u l a t et h ep e r f o r m a n c eo ft h ep r o p o s e d t h es c f d eb a s e do nf d oa n dt h er e s u l t ss h o wt h a tt h ef d oc a ni m p r o v et h e p e r f o r m a n c eo fc h a n n e le q u a l i z a t i o na n dc h a n n e le s t i m a t i o ni nf r e q u e n c ys e l e c t i v e c h a n n e l k e y w o r d ：b r o a d b a n dw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n ；s i n g l ec a r r i e rf r e q u e n c yd o m a i n e q u a l i z a t i o n ；g u a r di n t e r v a l ；f r e q u e n c yd o m a i no v e r s a m p l i n g i i i 1 緒論 1緒論 1 1引言 在現(xiàn)代移動(dòng)無線通信和數(shù)字電視傳輸系統(tǒng)中，由于無線信道的一些隨機(jī)變 化的傳輸特性，時(shí)變的多徑效應(yīng)成為一個(gè)普遍影響系統(tǒng)傳輸性能的嚴(yán)重問題， 該現(xiàn)象是由于無線信號在傳輸過程中收發(fā)雙方相對的高速移動(dòng)以及建筑物和山 脈等障礙物對信號的反射、散射、衍射而造成的。多徑效應(yīng)會使傳輸信號嚴(yán)重 失真，是高速率和高移動(dòng)性應(yīng)用場景下的無線傳輸系統(tǒng)設(shè)計(jì)需要解決的關(guān)鍵性 問題，高比特率的信息符號在經(jīng)過多徑信道后會擴(kuò)展到相鄰的符號區(qū)間，由于 信道的時(shí)延特性，因而在系統(tǒng)接收端會造成嚴(yán)重的符號間干擾( i s i ) 。而且信號 發(fā)送端和接收端之間的相對移動(dòng)會導(dǎo)致信道的快速時(shí)變性，并伴隨載波頻偏和 相位噪聲，加強(qiáng)信道的時(shí)間選擇性。信道的時(shí)頻雙選擇性會引起嚴(yán)重影響通信 系統(tǒng)性能的多普勒頻譜擴(kuò)展，因此如何設(shè)計(jì)有效的均衡和估計(jì)算法來對抗信道 的時(shí)頻雙選擇性是通信系統(tǒng)中需要解決的基礎(chǔ)性問題【1 3 】。 同時(shí)為了提高通信系統(tǒng)在商業(yè)運(yùn)用中的競爭性，要求通信系統(tǒng)具備低復(fù)雜 度和低能耗的特性從而提升系統(tǒng)的商用價(jià)值，在眾多的技術(shù)中，具有先進(jìn)的信 號處理算法來估計(jì)和均衡多徑信道的多載波系統(tǒng)被認(rèn)為是解決該問題最為有效 的技術(shù)，近幾年已被廣泛采用于各項(xiàng)寬帶無線通信系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)中，并在各種通 信領(lǐng)域得到大范圍的應(yīng)用，例如數(shù)字視音頻廣播系統(tǒng)【4 】和電力線通信系統(tǒng)。 o f d m 系統(tǒng)的主要優(yōu)點(diǎn)為【5 】：l 、為對抗寬帶無線通信系統(tǒng)中的多徑效應(yīng)提供了 一種低計(jì)算復(fù)雜度的解決方案。2 、可以通過適當(dāng)?shù)脑O(shè)計(jì)使發(fā)送信號適應(yīng)于信道 狀態(tài)從而達(dá)到信道的最大傳輸容量。3 、通過適當(dāng)?shù)脑O(shè)計(jì)，在多用戶系統(tǒng)中可以 有效的利用頻域分集。然而o f d m 同樣具有高峰值平均功率比、對放大器的線 性要求高和對載波頻偏的高敏感性等缺點(diǎn)。單載波傳輸方案是另一種被認(rèn)為能 有效替代o f d m 來對抗由信道多徑效應(yīng)造成的符號間干擾的技術(shù)方案。單載波 頻域均衡不僅具有與o f d m 相近的均衡復(fù)雜度和均衡性能，而且能夠避免上述 多載波系統(tǒng)的缺點(diǎn)。但另一方面從最大似然檢測的角度來說單載波頻域均衡不 1 緒論 是對抗i s i 的最優(yōu)方案，因?yàn)槠鋵邮招盘柕木夂蜋z測不在同一個(gè)域，而且不 具有o f m d 系統(tǒng)中對帶寬和能量等資源進(jìn)行管理和分配的靈活性，因此這兩種 方案各有優(yōu)劣，對二者的比較和選擇也極大推動(dòng)了單載波頻域均衡的研究和應(yīng) 用。近幾年對單載波頻域均衡系統(tǒng)的研究日益增多，并且該技術(shù)己經(jīng)被納入 i e e e 8 0 2 1 6 無線城域n ( m a n ) 標(biāo)準(zhǔn)中【6 】，作為寬帶無線接入的物理層信道均衡的 方案，應(yīng)用于2 1 1 g h z 帶寬范圍內(nèi)的非視距傳輸環(huán)境，面向小型企業(yè)以及家庭 辦公( s o h o ) 。另外，k a d e l 在1 9 9 7 年最早提出了將單載波頻域均衡和分集相結(jié) 合的方案，i e e e 8 0 2 1 6 提出了s c f d e m i m o 的多天線方案，目前，將s c f d e 與空時(shí)處理、干擾自抵消等技術(shù)進(jìn)行結(jié)合的研究已經(jīng)開展，更進(jìn)一步地改善了 系統(tǒng)的性能，提高了頻譜利用率，在寬帶無線通信領(lǐng)域有著廣闊的應(yīng)用前景， 這些都證明單載波頻域均衡技術(shù)是未來高速率的無線通信系統(tǒng)中的一種極具競 爭力的解決方案。 本文將對單載波頻域均衡系統(tǒng)在頻率選擇性信道的下的信道估計(jì)和均衡算 法進(jìn)行深入的研究，對單載波頻域均衡和o f d m 進(jìn)行比較，對單載波頻域均衡 系統(tǒng)中不同的保護(hù)間隔加入方法和相應(yīng)的接收端的處理方法進(jìn)行研究，對不同 保護(hù)間隔加入方法的單載波頻域均衡系統(tǒng)的性能進(jìn)行理論的分析和仿真比較。 最后基于零保護(hù)間隔的加入方法將頻域過采樣概念引入單載波頻域均衡中，提 出基于頻域過采樣的單載波頻域均衡系統(tǒng)，設(shè)計(jì)出系統(tǒng)發(fā)送端和接收端信號處 理的方案，并對頻域過采樣率和系統(tǒng)在不同信道環(huán)境下的均衡性能進(jìn)行理論分 析和仿真驗(yàn)證。 1 2 無線信道特性 1 2 1 時(shí)頻雙選擇性信道 寬帶無線通信系統(tǒng)通過無線電波來實(shí)現(xiàn)發(fā)送端和接收端的通信，通信的媒 介，即無線信道，由于其自身的傳輸特性通常會對信號造成干擾。其中兩個(gè)最 主要的干擾因素為多徑效應(yīng)和多普勒頻移，多徑效應(yīng)是由于發(fā)送信號在障礙物 的反射、衍射和散射后通過多個(gè)具有不同時(shí)延的路徑到達(dá)接收端，不同時(shí)延路 徑的信號在接收端疊加或相互抵消，造成接收信號強(qiáng)度在大范圍內(nèi)變化。多普 2 i 緒論 勒頻移是由于電磁波發(fā)送端和接收端的相對移動(dòng)造成的電磁波的頻率和波長的 變化，在車載移動(dòng)無線通信場景下，周圍環(huán)境內(nèi)物體的移動(dòng)也會像收發(fā)雙方的 相對移動(dòng)一樣造成多普勒頻移，它將導(dǎo)致接收信號在多條路徑上快速的相位偏 移，因此增加信道的時(shí)變性【刀。 在以高傳輸速率和高移動(dòng)性為主要特點(diǎn)的未來的無線通信系統(tǒng)中，多徑傳 播和多普勒效應(yīng)的影響將尤為明顯。在多數(shù)信道下的無線通信系統(tǒng)中，離散信 號以信息符號為形式被連續(xù)的脈沖形成器調(diào)制后通過無線信道進(jìn)行傳輸，在多 數(shù)情況下，脈沖形成器會將信號限制在一定的時(shí)間和頻率空間內(nèi)以降低信號對 時(shí)間和頻率資源的占用量。在高數(shù)據(jù)速率的傳輸中，脈沖的持續(xù)時(shí)間將小到可 與多徑時(shí)延相比擬的程度，從而造成符號間干擾，即信道的頻率選擇性對信號 造成的扭曲。在高速移動(dòng)場景下，信道的沖激響應(yīng)會在信號發(fā)送的持續(xù)時(shí)間內(nèi) 明顯的變化，因此該段信號在發(fā)送期間將受到信道的時(shí)間選擇性的影響。而同 時(shí)具有頻率選擇性和時(shí)間選擇性的信道通常被稱為雙選擇性信道。 理論上來說，雙選擇性信道可由一個(gè)線性的時(shí)變系統(tǒng)來建模，當(dāng)周圍環(huán)境 的的物體為靜止時(shí)，信號收發(fā)雙方之間輸入輸出關(guān)系可表示為一個(gè)線性時(shí)變系 統(tǒng)，其沖激響應(yīng)為 n c ( f ) = q 萬( f 一0 ) ( 1 1 ) ，= i 其中c ，和f ，分別為第，條路徑的衰落系數(shù)和傳播時(shí)延，這個(gè)模型已被廣泛的 用來描述多徑頻率選擇性信道。當(dāng)發(fā)送端和接收端或它們周圍環(huán)境的物體有相 對移動(dòng)時(shí)，衰落系數(shù)q 和傳播時(shí)延f ，將會隨著時(shí)間的變化而變化，因此其沖激響 應(yīng)的表達(dá)式為 n c ( t ，f ) = c ，( f ) 萬( f q o ) ) ( 1 2 ) ，l l 這就是時(shí)頻雙選擇性信道連續(xù)的時(shí)域模型。 多普勒擴(kuò)展和延時(shí)擴(kuò)展分別是衡量信道的時(shí)間選擇性和頻率選擇性的兩個(gè) 最重要的因素。令多徑信道第j 徑的多普勒頻移為z 了d r t ( t ) ，其中z 為載波頻率。 口 將所有路徑的最大多普勒頻移定義為多普勒擴(kuò)展疋： 3 1 緒論 石= 蛩叫掣一剖 3 ， 以的大小代表著信道隨時(shí)間變化的快慢，時(shí)延擴(kuò)展為信號通過信道最長路徑 和最短路徑的傳播時(shí)間差 乃= 理警i i ( f ) 一乃( f ) l ( 1 4 ) l j 。 。 乃的值越大則信道的多徑效應(yīng)更為明顯。 1 2 2 信道模型 圖1 1 無線信道基帶等效模型 系統(tǒng)的連續(xù)時(shí)間的傳輸模型如圖1 1 所不，其中發(fā)送信號被波束形成濾波器 a ( t ) 調(diào)制后發(fā)送到時(shí)變的頻率選擇性信道c ( f ，f ) ，在接收天線上信號受到加性高 斯白噪聲的干擾，然后通過匹配濾波器a ( 一t ) ，基帶發(fā)送符號序列和經(jīng)過波束發(fā) 生器調(diào)制后的發(fā)送信號波形可以分別表示為 曲( f ) = s k s ( t - k t ) ( 1 5 ) s ( f ) = 墨( f ) 療( f ) = s k a ( t - k t ) ( 1 6 ) 其中 甌 為發(fā)送符號，1 t 為發(fā)送符號的傳輸速率。 包括發(fā)送波束生成濾波器和接收端匹配濾波器的等效信道沖激響應(yīng)可表示 為 j j i ( f ，f ) = 口( f ) c ( f ，f ) 口( f ) = c ( t ，f ) 棗6 ( f ) ：蘭啪北” n j 其中6 ( f ) = 口( f ) 事口( 一r ) 。由公式( 1 3 ) 可以看出，當(dāng)石遠(yuǎn)小于z 時(shí)，在特定的 4 1 緒論 時(shí)間段內(nèi)可假設(shè)，( f ) 是恒定不變的，即乃( ，) = 0 ，而且其值與l 2 l f , 成近似正 比的關(guān)系，其中z 為采樣頻率，此時(shí)，式( 1 7 ) 可重寫為 n f h ( t ，f ) = q ( t ) b ( t - r t ) ( 1 8 ) 1 = 1 通常接收信號可表示為： ，( f ) = h ( t ，f ) 宰曲( f ) + y o ) = ，芝c ，o刪) f + 以f ) ( 1 9 ) i - - | n 1 ) b ( t - s k d ( t - r - k t ) a = 毆c ，( f ) 砸一一( f ) ) + ，( f ) 七1 = 1 其中 ，( f ) 為加性高斯白噪聲，在接收端以丁為采樣間隔對接收信號進(jìn)行采樣，可 得到 n ，( f ) = s k c i ( n t ) b ( n t - k t - r t ( n t ) ) + v ( n t ) 。1 ( 1 1 0 ) = 一，q o t ) b ( 1 t - r ，( 以r ) ) + v o d ，1 = 1 定義= ，( n 1 3 ，= ，q r ) ，吃，= 二c ，( 刀r ) 6 ( 盯一l 仰乃) ，則系統(tǒng)的離散時(shí)間模型 可表示為 = 甌一，以，+ ( 1 1 1 ) 其中我們假設(shè)吃。長度的為有限值，通常情況下，假設(shè)波束生成濾波器為帶寬為 z 的耐奎斯特濾波器，因此， ) 可被看作是加性高斯白噪聲。在北美地面數(shù) 字電視廣播系統(tǒng)中，波束生成濾波器是帶寬為f 1 2 的升余弦濾波器，因此在該 系統(tǒng)中 ) 為有色噪聲。而在本文中將像文獻(xiàn) 8 - 9 】中那樣將 ) 看作是加性高斯 白噪聲。 1 3 信道均衡 在低移動(dòng)速度的通信應(yīng)用場景，影響系統(tǒng)通信性能的最主要因素是多徑衰 落和噪聲。傳統(tǒng)的對抗多徑的方法最早在語音電話系統(tǒng)中得到應(yīng)用【10 1 ，在該系 5 l 緒論 統(tǒng)中數(shù)據(jù)符號被調(diào)制到一個(gè)單一的載波上然后接收端使用一個(gè)時(shí)域均衡器來抵 消符號間干擾，大量的時(shí)域均衡算法被提出，并從用均衡算法的復(fù)雜度來換取 均衡性能的角度進(jìn)行了大量的研究，從最優(yōu)的最大后驗(yàn)符號檢測( m a p ) 和最 大似然檢測( m l ) 到迫零均衡( z f ) 、最小均方誤差( m m s e ) 和非線性的最 小均方誤差判決反饋均衡器等次最優(yōu)的線性均衡器。但在高數(shù)據(jù)傳輸速率的情 況下，信道的多徑效應(yīng)會更為明顯，信道的長時(shí)延使單載波時(shí)域均衡器的計(jì)算 復(fù)雜度大大增加。 然后多載波加頻域均衡技術(shù)被提出并作為一種有效的對抗時(shí)延較長的多徑 信道并替代時(shí)域均衡的技術(shù)，其中正交頻分復(fù)用( o f d m ) 是其中最為成功的技 術(shù)【8 】。在o f d m 系統(tǒng)中數(shù)據(jù)符號被調(diào)制到許多在空間上近似于正交的子載波上， 這一特性是系統(tǒng)可以使用低速率的窄帶調(diào)制信號而不是高速率寬帶調(diào)制信號的 關(guān)鍵，它將強(qiáng)頻率選擇性信道轉(zhuǎn)化為多個(gè)并列的頻率平坦衰落的子信道，最終 對頻率選擇性信道的均衡被簡化為各個(gè)子載波上的頻率平坦衰落的子信道的均 衡，而每個(gè)符號均衡的計(jì)算量與信道最大時(shí)延近似的成正比，與單載波時(shí)域均 衡相比，極大地降低了信道均衡的計(jì)算復(fù)雜度【1 1 1 。 盡管多載波調(diào)制的原則和其所具有的優(yōu)點(diǎn)在4 0 多年前已經(jīng)被提出( 第一個(gè) 嚴(yán)格意義上的多載波傳輸方案在1 9 6 6 年由c h 鋤g 提出【1 2 】) ，但在長時(shí)間內(nèi)并未得 到應(yīng)用，直到上世紀(jì)末由于將快速傅罩葉變換引入多載波系統(tǒng)中進(jìn)行調(diào)制和解 調(diào)制，使得低成本的數(shù)字信號處理器的生產(chǎn)成為可能，該系統(tǒng)才開始逐漸被廣 泛的應(yīng)用。然后通過將近二十多年在學(xué)術(shù)和工業(yè)領(lǐng)域的大量研究，加信道編碼 的o f d m 系統(tǒng)已經(jīng)大范圍地被各種通信標(biāo)準(zhǔn)化組織和設(shè)備制造商采用，比如數(shù)字 視頻廣( d v b ) 、數(shù)字音頻廣播( d a b ) 、a d s l 、i e e e8 0 2 1a b g n 和h i p e r l a n 2 無線局域網(wǎng)、i e e e8 0 2 1 6 d e 無線城域網(wǎng)、衛(wèi)星數(shù)字音頻廣播( s d a r s ) 、地面 數(shù)字視音頻廣播( d a b 、d v b t d v b h ) 和電力線通信( p l c ) 。o f d m 也在適 用超寬技術(shù)的無線個(gè)人局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)i e e e8 0 2 1 5 3 中和采用認(rèn)知無線電技術(shù)的局 域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)i e e e8 0 2 2 2 中具有很強(qiáng)的競爭力。而且，o f d m 已被廣泛采用到3 g p p 長期演進(jìn)( l t e ) 和3 g p p 2 中。 雖然o f d m 技術(shù)已取得了巨大的成功，但是其高峰值平均功率比和對功率放 大器要求高的缺點(diǎn)也很明顯。在o f d m 系統(tǒng)的發(fā)送符號是大量的子載波上調(diào)制符 號的疊加，因此o f d m 具有較高的峰值平均功率比，這一缺點(diǎn)造成系統(tǒng)對放大器 的線性要求很高，而且o f d m 對載波頻偏和相位噪聲非常敏感，這些因素對 6 1 緒論 o f d m 系統(tǒng)的成本和性能造成嚴(yán)重影響【1 3 】。 然后單載波頻域均衡( s o f d e ) 作為種解決o f d m 系統(tǒng)高峰值功率比的 極具應(yīng)用前景的替代技術(shù)被提出，單載波頻域均衡將o f d m 系統(tǒng)中的發(fā)送端的傅 里葉變換( f f t ) 模塊轉(zhuǎn)移到接收端，因此避免了發(fā)送信號較高的峰值平均功率 比，但是仍然保持頻域信號處理的計(jì)算復(fù)雜度較低的優(yōu)點(diǎn)。而且它具有一些 o f d m 系統(tǒng)不具有的特性，例如在未經(jīng)信道編碼的單載波頻域均衡仍然能夠有效 的對抗信道的強(qiáng)頻率選擇性。同時(shí)單載波調(diào)制在現(xiàn)有的無線和有線傳輸系統(tǒng)中 都己被廣泛應(yīng)用，而且其對功率放大器的線性特性的要求也都已很明確，因而 單載波頻域均衡技術(shù)可以采用現(xiàn)有的單載波調(diào)制的系統(tǒng)，而不需要額外的成本 來調(diào)整現(xiàn)有的通信系統(tǒng)中發(fā)送端的設(shè)備。單載波頻域均衡系統(tǒng)具有的優(yōu)點(diǎn)使其 非常適用于對峰值平均功率比有較高限制的應(yīng)用場景。而且單載波頻域均衡與 o f d m 系統(tǒng)中的頻域均衡具有相似的信號處理方法，因此單載波頻域均衡和 o f d m 可以很容易的共存并根據(jù)需要進(jìn)行重新配置，以適應(yīng)特定的應(yīng)用場景。 2s c - f d e 與0 f d m 系統(tǒng)概述 2 _ 1引言 在寬帶無線通信中，單載波頻域均衡( s c f d e ) 是一種有效的對抗信道的 頻率選擇性衰落的技術(shù)，它能夠達(dá)到與正交頻分復(fù)用( o f d m ) 相近的性能和計(jì) 算復(fù)雜度，而且具有較低的峰值平均功率比和對載波頻偏的低敏感度等o f d m 所 不具備的特性，因此已經(jīng)被認(rèn)為是一種能夠替代正交頻分復(fù)用的有效技術(shù)，并 得到了廣泛的應(yīng)用【1 5 1 6 1 。 頻域均衡在1 9 7 3f l 了w a l z m a n 和s c h w a r t z 首次提出1 1 7 1 ，他們證明頻域自適應(yīng)信 道均衡器比與其相應(yīng)的時(shí)域均衡器具有更低的計(jì)算復(fù)雜度和更好的收斂特性。 信號處理在比輸入數(shù)據(jù)速率更低的采樣速率下完成，因而自適應(yīng)的頻域均衡器 可以看作是一個(gè)多速率的自適應(yīng)濾波器組。由于這個(gè)原因，在過去的幾十年內(nèi) 頻域均衡作為一種特殊濾波器類型在信號處理領(lǐng)域得到了大量的關(guān)注，文獻(xiàn)【?！?7 2s c f d e 與o f d m 系統(tǒng)概述 給出了大量關(guān)于頻域均衡濾波器研究，然而直至j j l 9 9 5 年s a i l 的文章發(fā)表，人們開 始在通信系統(tǒng)的研究領(lǐng)域認(rèn)識到頻域均衡的應(yīng)用潛力。在文獻(xiàn) 1 9 q a ，作者指出 了o f d m 系統(tǒng)和單載波頻域均衡系統(tǒng)的相似性并提出了將頻域均衡作為一種抗 地面數(shù)字電視廣播中長時(shí)間彌散信道的有效解決方案。從此，頻域均衡技術(shù)作 為o f d m 技術(shù)的有力競爭者再一次引起人們的注意并展示了其在高數(shù)據(jù)速率的 寬帶無線通信中的應(yīng)用潛力。 2 2s c f d e 系統(tǒng)原理 2 2 1 系統(tǒng)模型 系統(tǒng)的原理框圖如圖2 1 所示，每組發(fā)送信息比特流經(jīng)過星座映射后轉(zhuǎn)化為 數(shù)據(jù)符號，然后經(jīng)過并串變換生成相互獨(dú)立的數(shù)據(jù)塊，每個(gè)數(shù)據(jù)塊包括個(gè)數(shù) 圖2 1s c - f d e 系統(tǒng)框圖 據(jù)符號，然后加入保護(hù)間隔以消除數(shù)據(jù)塊間的干擾，普遍的做法是將每個(gè)數(shù)據(jù) 塊內(nèi)的后m 個(gè)符號插入每塊數(shù)據(jù)之前作為保護(hù)間隔，即循環(huán)前綴( c p ) 。循環(huán) 前綴的加入不僅避免了數(shù)據(jù)塊之間的干擾而且產(chǎn)生獨(dú)特的數(shù)學(xué)特性從而給信道 均衡帶來極大的便利，但同時(shí)它造成了系統(tǒng)帶寬和能量的浪費(fèi)因?yàn)榘l(fā)送數(shù)據(jù)內(nèi) 存在冗余。然后經(jīng)過并串變換、數(shù)模轉(zhuǎn)換、上變頻調(diào)制和發(fā)送濾波器所生成無 線電波信號被發(fā)送到無線信道，無線信道會使發(fā)送信號產(chǎn)生時(shí)間色散從而造成 符號間干擾。在接收端，接收信號經(jīng)過下變頻解調(diào)、匹配濾波器和模數(shù)變換生 成含有噪聲并具有相等長度的數(shù)據(jù)塊，然后將每個(gè)接收數(shù)據(jù)塊中對應(yīng)保護(hù)間隔 的部分去掉并進(jìn)行串并變換，之后送入f f t 變換模塊來將信號轉(zhuǎn)化到頻域并且 1 0 2s c f d e 與o f d m 系統(tǒng)概述 進(jìn)行頻域均衡以消除頻率選擇性信道造成的干擾，均衡后的信號再經(jīng)過i f f t 變 換轉(zhuǎn)化到時(shí)域并進(jìn)行逐個(gè)檢測得出對發(fā)送符號的估計(jì)，最后將估計(jì)值解映射恢 復(fù)出對發(fā)送數(shù)據(jù)的估計(jì)。 考慮具有單發(fā)射天線和單接收天線的單輸入單輸出( s i s o ) 系統(tǒng)，在發(fā)送 端對基帶發(fā)送數(shù)據(jù)塊周期性的插入循環(huán)前綴，并將其調(diào)制到單一的載波上發(fā)送 到頻率選擇性衰落信道，在接收端將每一個(gè)接收數(shù)據(jù)塊的循環(huán)前綴去掉，然后 用快速傅里葉變換將接收信號轉(zhuǎn)換到頻域，接著頻域信道估計(jì)和均衡被用來消 除符號間干擾。最后使用快速傅里葉逆變換將均衡后的信號轉(zhuǎn)換到時(shí)域并進(jìn)行 檢測，輸出對發(fā)送信號的估計(jì)。x ( 刀) 為發(fā)送數(shù)據(jù)塊的第刀個(gè)符號數(shù)據(jù)，其平均功 率為礦，) ，( 雄) 為接收數(shù)據(jù)塊的第n 個(gè)數(shù)據(jù)符號，在發(fā)送端對每塊數(shù)據(jù)插入循環(huán)前 綴作為保護(hù)間隔，因此 。 x ( 玎) = x ( n + d ，一札+ 1 ns0 ( 2 1 ) 其中為數(shù)據(jù)塊長度，m 為循環(huán)前綴的長度。 假如信道沖激響應(yīng)在一個(gè)數(shù)據(jù)塊內(nèi)不變，且在該數(shù)據(jù)塊內(nèi)基帶等效信道的 道沖激響應(yīng)為| i l ( 胛) ，其長度為。該信道沖激響應(yīng)等效于發(fā)送端波形生成濾波器、 無線信道和接收端匹配濾波器的級聯(lián)信道的沖激響應(yīng)。采用最小的保護(hù)間隔， 即m = l 一1 ，則接收數(shù)據(jù)可以表示為 上 y ( n ) = h ( 1 ) x ( n + l 一，) + v ( 以) ，刀= 一f + 1 ， ( 2 2 ) i = i 其中，( 刀) 為加性高斯白噪聲，其平均功率為。 在接收端除去對應(yīng)于c p 的m 個(gè)接收數(shù)據(jù)，然后，剩余的的接收數(shù)據(jù)可以 用矩陣的形式表示為 y = t x + v ( 2 3 ) 其中 y = 眇( 1 ) y ( 2 ) y ( l ) 夕( 忉】f x = 【工( 1 ) z ( 2 ) “三) z ( r ) r v = 1 ) “2 ) ，( ) ，( k ) r ( ) 代表轉(zhuǎn)置，時(shí)域信道矩陣t 為循環(huán)矩陣，其表達(dá)式為 ( 2 4 ) ( 2 5 ) ( 2 6 ) 2s c f o e 與o f d m 系統(tǒng)概述 ( 1 ) 廳( 2 ) t = lj l l ( ) o 矗( 1 ) 五( ) 0 0 。 ( 1 ) 0 j | l ( 三) h ( l ) j l l ( 2 ) 。 h ( l ) 00 。0 - h o ) ( 2 7 ) 令f 為n xn 維的歸一化的傅里葉變換矩陣，其第k 行第n 列元素為 f ( k ，n ) = ( i , , n ) e x p ( - j 2 n ( k - 1 ) ( n - i ) k ) ，對接收信號進(jìn)行傅里葉變換，則頻域 信號可表示為 y = f y 2 f t f f x + f v ( 2 8 ) = h x + v 其中h = f t f 爿為頻域信道矩陣，v 為零均值晶斯噪聲向量，兵協(xié)萬差矩陣為 c = 仃2 i( 2 9 ) 由于r 為循環(huán)矩陣，則h x 為對角陣，因此頻域數(shù)據(jù)為正交的，其輸入輸出關(guān) 系可表示為 y ( k ) = 日( 尼) x ( 尼) + 礦( 七) ， 后= l ，2 ，n ( 2 1 0 ) 其中】，( 七) ，x ( 尼) 和礦( 七) 為相應(yīng)時(shí)域信號的歸一化離散傅里葉變換 m ) = 麗1 驢n ) 唧( 塵等螋) 曉 x ： 爭礎(chǔ)) e x p f ，墮型咝生1 ( 2 1 2 ) 刪。專善砌) e x p l 型j q j 2 附，= 去扣，唧( 塵譬業(yè)) 娩 日( 七) 為時(shí)域信道沖激響應(yīng)的離散傅里葉變換 躑，= 扣唧( 坐紫螋) q 頻域數(shù)據(jù)x ( 七) 和v ( k ) 的平均功率分別為礦和。 2s c f d e 與o f d m 系統(tǒng)概述 由式( 2 8 ) 可看出，在頻域上，在信道對發(fā)送信號每個(gè)頻域采樣值影響相 當(dāng)于一個(gè)平坦衰落，因此可用一個(gè)一介的濾波器將各個(gè)頻域采樣值上的衰落均 衡則可得到發(fā)送信號在頻域的估計(jì)值 x ( k ) = 以后) 】，( 后) = 以后) ( 七) x ( 尼) + 以后) 礦( 七) 七= 1 ，2 ，n ( 2 1 5 ) 其中從后) 為一介濾波器的第七個(gè)系數(shù)。 然后通過i f f t 變換將信號轉(zhuǎn)化到時(shí)域，可得時(shí)域發(fā)送信號x 的估計(jì) 囊= f 文 ( 2 1 6 ) 其中文= 【j ( 1 ) j ( 2 ) j ( 三) j ( 忉】， 2 2 2 頻域信道均衡 f f ti f f t 圖2 2s c f d e 系統(tǒng)頻域均衡器原理框圖 若信道的頻域響應(yīng)h ( k ) 已知，利用最小均方誤差( m m s e ) 準(zhǔn)則對頻域數(shù) 據(jù)進(jìn)行均衡，則均衡器系數(shù)為 2 2 3 頻域信道估計(jì) 以后) ：塑譬 1 2 + 善 在導(dǎo)頻處x ( 七) ，k = l ，2 ，n 已知， ( 2 1 5 ) 則可以利用m m s e 準(zhǔn)則對信道的頻域響 1 3 2s c f d e 與o f d m 系統(tǒng)概述 應(yīng)進(jìn)行估計(jì)，其表達(dá)式為 膏( 七) ：唑 ( 2 1 6 ) i x 1 2 + 菩_ - s t 一種用來改善頻域信道估計(jì)的常用技術(shù)是將反( 七) 轉(zhuǎn)換到時(shí)域并濾除大于 信道沖激響應(yīng)長度處的噪聲1 2 0 1 ，然后再將其轉(zhuǎn)換到頻域，得出改善后的信道頻 域響應(yīng)的估計(jì)。采用這一方法，可得信道時(shí)域沖激響應(yīng)的估計(jì)為 沁專礁c 虧(217)v 、， 其中芎= 【詹( 1 ) 詹( 2 ) 療( ) 】r ，f 。為點(diǎn)f f t 變換矩陣的前列。改善后的 信道頻域響應(yīng)的估計(jì)為 虧，= 偷q ( 2 1 8 ) 其中q = f i 70 n - l 】r 。 2 2 4 單載波頻域均衡的特性 s c f d e 系統(tǒng)采用單載波的串行傳輸，但卻保留了對信號在頻域進(jìn)行分塊處 理的方法，因而它具有許多不容忽視的優(yōu)勢【2 i l ： l 、在頻率選擇性信道中，s c f d e 系統(tǒng)頻域均衡的復(fù)雜度比傳統(tǒng)的單載波時(shí) 域均衡有了很大降低； 2 、s c f d e 系統(tǒng)在信道中傳輸?shù)氖菚r(shí)域的串行信號，信號的包絡(luò)比較恒定， 具有較小的峰值平均功率比，因而對發(fā)射端功率放大器的線性放大要求較低， 并且使發(fā)送端的功耗較低； 3 、s c f d e 系統(tǒng)可以利用頻率分集，因此未經(jīng)信道編碼的單載波頻域均衡仍 可以對抗強(qiáng)頻率選擇性信道對信號的影響； 4 、與o f d m 相比，s c f d e 對于載波頻偏的敏感度較低，降低了對接收端載 波同步的要求。 s c f d e 系統(tǒng)與o f d m 系統(tǒng)相比，它最大的優(yōu)勢在于：與o f d m 具有相同的 均衡計(jì)算復(fù)雜度，但解決了o f d m 系統(tǒng)峰值平均功率比較高的問題，從而有效降 低了發(fā)送端射頻模塊的成本。但是它也存在一些其固有的缺點(diǎn)： 1 4 2s c f d e 與o f d m 系統(tǒng)概述 l 、對時(shí)偏的高敏感性。由于s c f d e 系統(tǒng)是在時(shí)域?qū)邮招盘栠M(jìn)行判決，所 以對定時(shí)同步的要求比較嚴(yán)格，相應(yīng)的對接收機(jī)的定時(shí)同步要求提高。 2 、干擾擴(kuò)散。由于s c f d e 系統(tǒng)中對接收信號的均衡和檢測分別在頻域和時(shí) 域進(jìn)行，在檢測之前要對均衡后的信號進(jìn)行f f t ，因此一定程度上會造成噪聲擴(kuò) 散，尤其在信噪比較低時(shí)對系統(tǒng)的性能影響較大。 2 3o f d m 系統(tǒng)原理及特點(diǎn) 2 3 1o f d m 系統(tǒng)模型 同樣的考慮具有一個(gè)發(fā)射天線和一個(gè)接收天線的s i s o 系統(tǒng)，系統(tǒng)的基帶等 效框圖如圖2 2 所示，在發(fā)送端，基帶發(fā)送信號經(jīng)過串并變換后進(jìn)行快速傅里葉逆 變換，因此信號被調(diào)制到多個(gè)不同的但相互正交的子載波上，以延長符號周期， 從而對抗由多徑信道造成的符號間干擾，之后將每個(gè)o f d m 符號加入循環(huán)前綴以 消除數(shù)據(jù)塊間干擾( i b i ) ，然后發(fā)送到無線信道，在接收端將每一個(gè)接收數(shù)據(jù)塊 中對應(yīng)循環(huán)前綴的部分去掉，然后用快速傅里葉變換將接收信號轉(zhuǎn)換到頻域， 接著頻域信道估計(jì)和均衡被用來消除符號間干擾，輸出對發(fā)送信號的估計(jì)。 圖2 2o f d m 系統(tǒng)基帶原理圖 考慮一個(gè)o f d m 符號周期內(nèi)的情況，雙以) 為其發(fā)送數(shù)據(jù)塊的第r 個(gè)符號數(shù) 據(jù)，其平均功率為礦，系統(tǒng)的子載波個(gè)數(shù)為n ，y ( 刀) 為接收數(shù)據(jù)塊的第以個(gè)數(shù) 據(jù)符號。經(jīng)過子載波調(diào)制后，基帶信號可表示為 文帕2 赤薈畋刪， 臚0 ，1 ，- l ( 2 1 ” 其中各個(gè)子載波的頻率為 1 5 2s c f d e 與o f d m 系統(tǒng)概述 ：刀蘭，刀：o l ，一1 ( 一2 0 ) 22 u ) 2 刀；一， 刀2 u ，l ，月一l l 夥，m b o 頻率間隔為a o = 2 r r l 鰣，耐為o f d m 符號周期。 令f 為n x n 維的歸一化的傅里葉變換矩陣，其第k 行第療列元素為 f ( k ，刀) = ( 1 4 n ) e x p ( - j 2 n ( k - 1 ) ( n - 1 ) k ) ，系統(tǒng)中子載波調(diào)制的過程可用矩陣的 形式表達(dá)為 s = f 珂x ( 2 2 1 ) 其中y = 【y ( 1 ) y ( 2 ) y ( l ) y ( ) r ( 2 2 2 ) s = p ( 1 ) s ( 2 ) j ( 三) 5 ( ) 】f ( 2 2 3 ) 在發(fā)送端對每塊數(shù)據(jù)插入循環(huán)前綴作為保護(hù)間隔，因此 s ( 萬) = s ( 刀+ ) ，一c + 1 刀0 ( 2 2 4 ) 其中m 為循環(huán)前綴的長度。 假如信道沖激響應(yīng)在一個(gè)數(shù)據(jù)塊內(nèi)不變，且在該數(shù)據(jù)塊內(nèi)基帶等效信道的 沖激響應(yīng)為h ( n ) ，其長度為。該信道沖激響應(yīng)等效于發(fā)送端波形生成濾波器、 無線信道和接收端匹配濾波器的級聯(lián)信道的沖激響應(yīng)。采用最小的保護(hù)間隔， 即圯= l - 1 ，則接收數(shù)據(jù)可以表示為 j ，( 刀) = h ( 1 ) s ( n + 1 - 1 ) + v ( n ) ，刀= 一札+ l ， ( 2 2 5 ) i = l 其中v ( n ) 為加性高斯白噪聲，其平均功率為。 在接收端除去對應(yīng)于c p 的，個(gè)接收數(shù)據(jù)后，剩余的的接收數(shù)據(jù)可以用矩 陣的形式表示為 y = t s + v ( 2 2 6 ) 其中 y2 【y ( 1 ) y ( 2 ) y ( ) j ，( r ) 】f ( 2 2 7 ) v = ，( 1 ) v ( 2 ) v ( 三) 礦( k ) 】f ( 2 2 8 ) 其中( ) 代表轉(zhuǎn)置，時(shí)域信道矩陣t 為循環(huán)矩陣，其表達(dá)式如式( 2 5 ) 所示。經(jīng) 過傅里葉變換后接收信號的頻域形式可表示為 1 6 2 s c f d e 與o f