高速MOSFET門極驅動電路的設計應用指南.doc

高速MOSFET門極驅動電路的設計應用指南 author Laszlo Balogh translator Justin Hu 摘要 本文主要演示了一種系統(tǒng)化的方法來設計高速開關裝置的高性能門極驅動電路。文章收集了大量one-stop-shopping 主題的信息來解決最普通的設計挑戰(zhàn)。因此它應當對各種水平的電力電子工程師都適用。 最常用的電路方案和它們的性能都經過了分析，包括寄生參數、瞬時和極端運行條件的影響。文章首先回顧了MOSFET技術和開關運行模式，然后由簡入繁地討論問題。詳細的描述了參考地和高端門極驅動電路的設計程序、交流耦合和變壓器隔離方案。專門的一章用來介紹同步整流裝置中MOSFET的門極驅動要求。 文章另舉出了幾個設計的實例，一步一步進行了說明。 .引言 MOSTET是金屬氧化物半導體場效應晶體管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)的縮寫，是電子工業(yè)中高頻、高效率開關裝置的關鍵器件。令人驚嘆的是，場效應晶體管技術發(fā)明于1930年，比雙極性晶體管早了大約20年。第一個信號級別的場效應晶體管20世紀50年代末期被制造出來，功率級別的MOSFET在20世紀70年代中期出現。而今天無數的MOSFET被集成到現代電子器件中，無論是微處理器還是分立的功率晶體管。 本文所關注的是功率MOSFET在各種各樣的開關模式功率變換器裝置中門極驅動的要求。 .MOSFET技術雙極性和MOSFET晶體管都使用了同樣的工作原理。從根本上講，這兩種晶體管都是電荷控制的器件，這就意味著它們的輸出電流和控制電極在半導體中建立的電荷成比例。當這些器件用作開關時，它們都必須被一個低阻抗的電源驅動，電源要能提供足夠的充放電電流來使它們快速建立或釋放控制電荷。從這一點來看，MOSFET在開關過程中必須和雙極性晶體管一樣通過“硬”驅動才能獲得類似的開關速度。理論上，雙極性和MOSFET器件的開關速度幾乎一樣，由載流子運動經過半導體區(qū)域所需要的時間決定。功率器件的典型值根據器件的尺寸大約20us到200us不等。MOSFET技術在數字和功率裝置中的廣泛應用是由于它相對于雙極性(結)晶體管有兩大優(yōu)點。一個優(yōu)點是MOSFET器件在高頻開關裝置中易使用，因為驅動MOSFET(比驅動雙極性晶體管)更簡單。MOSFET晶體管的控制電極與電流流過的硅是隔離的，因此不需要連續(xù)的開通電流，一旦MOSFET晶體管被開通，控制電流實際上是0，而且MOSFET中控制電荷和相應的存儲時間大大減少。這一點根本上消除了設計中導通狀態(tài)壓降與關斷時間之間(矛盾)折衷的問題，導通狀態(tài)壓降與過剩的控制電荷成反比。結果是，與雙極性器件相比，MOSFET技術有望使用更簡單和有效的驅動電路帶來顯著的經濟效益。MOSFET的電阻特性作為第二個優(yōu)點對功率裝置特別重要。MOSFET的漏極與源極間的壓降是流過半導體電流的線性函數。這個線性關系用參數RDS(on)表征，稱之為導通電阻。當給器件定門極到源極電壓和溫度時，導通電阻是一個常數。與p-n結-2.2mV/C的溫度系數相反，MOSFET有大約0.7%/C到1%/C的正溫度系數。在更大功率裝置中使用單個器件往往是不現實或者不可能的，這就需要并聯運行來解決，MOSFET正溫度系數的特點有利于使它們并聯工作。MOSFET在并聯工作情況下彼此間的流過的電流傾向于均等。這種均流是因為正溫度系數使它們通過緩慢的負反饋自動實現。由于DS間的電壓是相等的，那么流過更大電流的器件會使它更熱， 而更高的溫度會使RDS(on)變大，這又使流過它的電流減小，這樣溫度又會下降。當并聯器件流過的電流相似時，一種平衡就達到了。(需要注意的是，)最初RDS(on)的差值和不同結對環(huán)境熱阻的差值可能引起高達30%的均流誤差。A. Device Types 盡管幾乎所有的制造者都有獨特方法來制造出最好的功率 MOSFET，但是市場上所有的器件都能被分成三種基本的器件類型。如圖1所示。 雙參雜的MOS管在20世紀70年代被提出來用于功率裝置后，又經過了幾十年的發(fā)展。通過采用多晶硅門極結構和自排列過程，使更高密度的集成和(寄生)電容量的迅速減小變成了可能。 第二個顯著進步是使用V型槽或者溝道技術進一步提高了功率MOSFET器件中的晶胞密度。更好的性能和更高的集成度不能輕易實現因為畢竟溝道MOS器件更難生產。 這里要提到的第三種器件類型是橫向功率MOSFET。這種器件類型由于利用芯片幾何面積效率低，它的電壓和電流等級受到制約。盡管如此，它們在微處理器電源、隔離變換器的同步整流中還是體現了顯著的優(yōu)點。 橫向功率MOSFET有非常低的電容，因此它們開關速度可以大大加快，同時只需要更小的門極驅動功率。B. MOSFET模型 描述MOSFET 工作的模型有很多種，但是找到比較合適的還是有難度的。大多數的MOSFET制造商給Spice、Saber(等仿真軟件)提供了器件模型，但是這些模型對設計者在實際中必須要遇到的應用難題所述甚少。它們甚至對怎樣解決大部分普通設計問題給了更少的線索。 從應用觀點講，一個能描述所有重要性質的實用MOSFET模型是非常復雜的。另一方面，如果限制模型應用于某些特定場合來解決問題那么它可以變得非常簡單。 圖2中的第一個模型是基于MOSFET器件的實際結構，它主要用于直流分析。圖2a中的MOSFET符號描述了溝道電阻，JFET相應的表征了外延層的電阻。 (體現)外延層電阻的外延層長度是器件耐壓等級的函數，因此高壓MOSFET需要更厚的外延層。 圖2b能夠非常有效的描述MOSFET由于dv/dt導致的擊穿特性。它體現了兩種擊穿機理，一種是主要的擊穿機理，即dv/dt引起的存在于所有功率MOSFET的寄生雙極性三極管；另外一種是dv/dt引起的溝道導通。 由于制造工藝水平的提高減小了寄生npn三極管基極和發(fā)射極之間的阻抗，現代功率MOSFET實際上不受dv/dt觸發(fā)的影響。這里不得不說明的是寄生雙極性三極管起到了另外一個重要作用。它的基極-集電極就是眾所周知的MOSFET的體二極管。圖2c是MOSFET的開關模型。這個模型體現了影響開關性能的寄生參數。它們的作用在下一章介紹器件的開關過程中會被討論。C. MOSFET 的重要參數 MOSFET開關模式下運行就是使器件在盡可能短的時間內實現在最高和最低阻抗狀態(tài)切換。由于MOSFET的實際開關時間(10ns60ns)長度是理論開關時間(20ps200ps) 的至少23階倍，理解這種差別就顯得特別重要。參考圖2中MOSFET的模型，可見所有的模型都有三個電容連接在三個極的任兩端上。MOSFET的開關性能由這些電容端的電壓能夠多快改變而決定。 因此，在高速開關裝置中，MOSFET最重要的參數就是寄生電容。電容CGS和CGD的大小取決于器件的實際幾何尺寸，而電容CDS是寄生雙極性晶體管(即MOSFET體二極管)的基極-集電極二極管電容。 CGS電容的形成是由于源極和門極的溝道區(qū)域的交疊。它的值由這個區(qū)域的實際幾何尺寸決定，并且在各種不同運行條件下保持常數(線性)。 CGD是兩種作用下的結果。一部分是JFET區(qū)域和門極區(qū)域的交疊(產生的)，另一部分容值是耗盡層產生的，這是非線性的。CGD的等效電容是器件漏源極電壓的函數，可近似由下式表示： CDS電容也是非線性的，因為它是體二極管的結電容。它與漏源電壓的函數關系如下： 不幸的是，技術資料沒有直接給出上述電容值，而是間接的給出電容CISS，CRSS和COSS，它們之間的關系如下： 更復雜的是CGD電容，由于它處在開關裝置里面器件輸入與輸出間的反饋路徑，那么相應的其有效值更大依賴于MOSFET 的漏源極電壓。這種現象稱之為米勒效應?？捎上率矫枋觯?因為CGD和CDS容值與電壓有關，技術資料給出的值只在測試條件下有效。計算特定裝置相應的平均電容必須要用必要的充電來實現電容的實際電壓改變。對大多數功率MOSFET來說下面的近似關系很有效： 下面將要提到的重要參數是門極 網孔 電阻RG,I。它描述了與器件內門極信號傳輸有關的電阻。這個參數在高速開關裝置中顯得非常重要，因為它處在驅動和器件的輸入電容之間，直接阻止開關時間和MOSFET的抗dv/dt性。這種影響在工業(yè)中得到承認，工業(yè)中真正高速器件如RF MOSFET傳遞門極信號都使用金屬門電極來取代有更大電阻的多晶硅門極網格。RG,I阻值在技術資料中沒有具體給出，但是在特定裝置中它會是器件非常重要的參數。在本文后面，附錄A4討論了一種典型的測量裝置，用電阻橋來測量內部門極電阻。 很明顯，門極門坎電壓也是一個重要參數。需要注意到技術資料中VTH值是在25C極低電流下定義的，典型值是250uA，因此它不等于通常所知道的開關波形中的米勒高原區(qū)域。關于VTH大約-7Mv/C的負溫度系數也很少被提及。在邏輯水平的MOSFET中，VTH在通常測試水平下已經低了，這是這種負溫度系數特性在門極驅動電路的設計中就有特殊意義。由于MOSFET工作時溫度升高，正確的門極驅動設計必須考慮到關斷時間里VTH會更低，(同樣由此帶來的)抗dv/dt性的計算在附錄A和F中給出。 MOSFET的跨導是它工作的線性區(qū)域的小信號增益。需要指出的是，每次MOSFET開通或關斷時，它必須通過它的線性工作區(qū)，線性工作區(qū)的電流是由gs電壓決定?？鐚fs是漏極電流和gs電壓之間的小信號關系： 相應的，MOSFET在線性區(qū)的最大電流是： 變化該式可以得到VGS在米勒(效應中)的近似值是漏極電流的函數： 其他重要的參數如源極電感(Ls)和漏極電感(LD)在開關特性中明顯的約束作用。Ls和LD的典型值在技術資料中給出，它們主要取決于器件的封裝。它們的影響和外部寄生參數一起體現，外部寄生參數與布板、相關電路參數如漏感、電流采樣電阻等相關。 最后要提到的是外部串聯的門極電阻和MOSFET驅動的輸出阻抗是高性能門極驅動設計的決定因素，因為他們在開關速度和與開關速度相關的開關損耗上有深遠影響。. 開關裝置 上述說明完成后，現在可以研究MOSFET的實際開關性能了。為了更容易理解基本(開關)過程，(首先會)忽略電路寄生電感，然后分別分析它們各自對基本工作(過程)的影響會。下面說明鉗位感性開關，因為大多數開關電源中使用的MOSFET和高速門極驅動電路工作在這種模式下。 最簡單的鉗位感性開關模型如圖3所示。這里DC電流源代表的是電感。其電流在很短的開關間隔中可看作常數。二極管在MOSFET關斷期間為電流提供通道，同時將MOSFET漏極電壓鉗位到電池所表示的輸出電壓。A. 導通過程 MOSFET的導通過程可以分為如圖4 所示的四個階段。 第一階段，器件輸入電容的從0V充電到VTH。在此期間大部分的門極電流充入電容CGS。少部分電流也流入CGD電容。隨著門極電壓的升高，CGD的電壓略有減小。 這一階段稱之為開通延時，因為器件的漏極電流和漏極電壓還沒有改變。 一旦門極電壓達到門坎電壓水平，MOSFET即將導通電流。在第二階段，門極電壓將由VTH上升到米勒(效應)水平VGS,Miller。如果電流與門極電壓成比例這就是一個線性(工作狀態(tài))。電容就像第一階段一樣在門極電流流入CGS和CGD，VGS電壓上升。在器件的輸出側漏極電流在上升，同時ds電壓保持在先前的水平(VDS,OFF)。這可以從圖3所示原理圖中理解。在所有電流轉入MOSFET并且二極管完全關斷來阻止反向電壓通過它的PN結以前，漏極電壓必須保持在輸出電壓水平。 進入導通的第三階段后，門極已經充電到足夠的電壓(VGS,Miller)來(使MOSFET)承載全部電流，此時整流二極管也已關斷。這樣漏極電壓可以下降了。當器件的漏極電壓下降時，gs電壓保持穩(wěn)定。這是門極電壓波形中的米勒效應區(qū)。驅動中得到的所有門極電流使電容CGD放電，這利于ds間電壓的快速變化。器件的漏極電流受外部電路也就是電流源限制保持常量。導通最后階段是通過提高門極驅動電壓來完全增強MOSFET的導電溝道。VGS的最終幅度決定了器件在開通階段最終的導通電阻。因此，在第四階段，通過對CGS和CDS充電，VGS從VGS,Miller上升到它的最終值VDRV，門極電流被這兩個電容分為兩部分。在這兩個電容充電期間，漏極電流仍保持常數，ds電壓略有下降因為器件的導通電阻減小了。B. 關斷過程 MOSFET關斷過程基本上可以用類似前一部分導通過程的步驟來描述。初始態(tài)VGS等于VDRV，器件中的電流是全部的負載電流，用圖3中的IDC表示。DS電壓的定義是由MOSFET的RDS(on)和IDC(決定)。圖5 給出了4個關斷過程。 第一階段是關斷延時階段，這一階段要求電容CISS從初始值放電到米勒(效應)時期。在此期間門極電流由CISS自身提供，流過MOSFET的CGS和CGD。器件的漏極電壓略有上升因為過度驅動電壓在減小，而漏極的電流不變。 第二階段，MOSFET的ds電壓從IDRDS(on)上升到最后的VDS(on)，如圖3簡化原理圖所示，最后ds電壓被鉗位等于輸出電壓。此階段對應于門極電壓波形的米勒平臺，門極電流完全就是CGD的充電電流，因為gs電壓為常數。這個電流由功率部分的旁路電容提供，并且從漏極電流分出。漏極的總電流仍然等于負載電流，也就是說，電感電流由圖3中的DC電流源表示。 二極管導通給負載電流提供可選擇的路徑標志著第三階段的開始。門極電壓繼續(xù)從VGS,Miller下降到VTH。因為CGD在前一階段充滿了電，門極電流的大部分就從CGS流出。 MOSFET處于線性工作區(qū)并且下降的gs電壓導致了漏極電流降低直到這一階段末期接近0。與此同時由于整流二極管的正向偏置，漏極電壓穩(wěn)定在VDS(off)。 關斷過程的最后一步是器件輸入電容的完全放電。VGS進一步降低直到為0V。類似于關斷過程的第三階段，門極電流的更大一部分，由CGS電容提供，器件的漏極電流和電壓不變。 總結上面結果，可以得到結論，MOSFET能夠在最高和最低阻抗狀態(tài)(或者開通和關斷)四個階段內切換。四個階段的總時間長度是寄生電容值、這些寄生電容上電壓變化量以及門極驅動電流的函數。這強調了高度高頻開關裝置中器件正確選擇、門極驅動優(yōu)化設計的重要性。 MOSFET開關波形開通關斷延時、上升下降時間的特性參數在其技術資料上列出。不幸的是，這些數字是根據具體測試條件、電阻性負載下給出的，使不同廠商生產的產品難以比較。而且，帶有電感性鉗位負載的實際裝置中開關性能與技術資料中給出的數字有很大不同。C. 功率損耗 功率裝置中的MOSFET會導致一些不可避免的損耗，這可以分為兩部分。 兩種損耗的機理中較為簡單的是器件的門極驅動損耗。如前所述，MOSFET開通和關斷包括對電容CISS的充放電。當電容上的電壓變化時，上面一定的電荷被轉移。改變這些電荷要求門極電壓由0V和實際門極驅動電壓VDRV間變化，電荷由MOSFET技術資料上面門極電荷與gs電壓曲線的比值表征。圖6給出了一個實例。 這幅圖給出了一個門極電荷作為門極驅動電壓函數的相對精確的最壞情況的估算。用于產生各自曲線的參數是器件ds關斷狀態(tài)電壓。VDS(off)影響了處于曲線平臺部分下面的米勒電荷和開關周期中要求的門極總電荷。一旦得到圖6中門極總電荷，門極電荷損耗可以用下式計算： 這里VDRV是門極驅動波形的幅值，fDRV是門極驅動頻率，fDRV在大部分情況下等于開關頻率。有趣的是上式所提的QGfDRV項給出了驅動門極所需要的平均偏置電流。 驅動MOSFET門極的功率損耗都是在門極驅動電路中發(fā)生的。參考圖4和5，消耗功率的器件可以看作門極驅動路徑中的串聯電阻。每個開關周期中需要的門極電荷必須通過驅動的輸出阻抗、外部門極電阻、內部門極晶格電阻。 功率損耗與電荷在電阻上多快放電沒有關系。若使用圖4和5中制定的電阻，驅動功率損耗可以表示為： 在前面的等式中，門極驅動電路可以用一個電阻性輸出阻抗表示，這種假設對基于MOS的門極驅動是有效的。當雙極性晶體管在門極驅動電路中使用時，輸出阻抗變?yōu)榉蔷€性，公式也不再能得到正確的結果。可以認為如果使用阻值小的門極電阻，大部分門極驅動損耗在去驅動電路中耗掉。如果RGATE足夠大來限制IG使其低于雙極性驅動器的輸出電流容量，那么大部分門極驅動功率損耗耗散在RGATE上。 除了門極驅動功率損耗外，晶體管產生的開關損耗通常認為是由于很短時間內高電流和高電壓同時存在。為了保證開關損耗最小，這段時間就必須要減小。由MOSFET的開通和關斷過程來看，這種情況只在它們的第2和第3個開關過渡階段發(fā)生。這些階段對應器件的線性區(qū)時，門極電壓在VTH和VGS,Miller，導致器件中電流變化；對應米勒平臺區(qū)時，漏極電壓經過開關過渡。 正確的設計高速門極驅動電路是一個非常重要的實現。要注意門極驅動電路最重要的參數是它在米勒平臺電壓水平時源極下降電流能力。在驅動器輸出阻抗處最大VDRV的情況下測得的峰值電流能力與MOSFET的開關性能幾乎沒有關系。真正決定器件開關時間的是gs電壓即驅動輸出在5V(對邏輯水平的MOSFET來說是2.5V)時的門極驅動電流的能力。 粗略估算MOSFET開關損耗可以通過將開關過渡狀態(tài)中的第2第3 階段的門極驅動電流、漏極電流、漏極電壓波形進行近似線性簡化計算得到。首先分別得到第2和第3階段的門極驅動電流： 假設IG2將器件輸入電容的電壓從VTH變到VGS,Miller；IG3是電容CRSS的放電電流，將漏極電壓從VDS(off)變?yōu)?V，近似開關時間可以用下式給出。 在t2期間漏極電壓是VDS(off)，電流由0A變化到負載電流IL。在t3期間漏極電壓從VDS(off)下降到0V附近。再將波形線性近似，兩段時間內的功率損耗可以估算為： 其中T是開關周期。 總的開關損耗是兩個損耗之和，這就得到下面簡化的表達式： 盡管開關過渡容易理解，但是精確計算開關損耗幾乎不可能。原因是寄生電感的影響會顯著改變電流、電壓波形和開關過程中的開關時間?？紤]實際電路中不同ds電感的影響會得到二階差分等式來描述電路的實際波形。由于門極門坎電壓、MOSFET電容值、驅動輸出阻抗等變量有一個非常廣的可變范圍，上述的線性近似對估算MOSFET的開關損耗看起來是一種足夠合理的折衷。D. 寄生參數的影響 源極電感對開關性能影響最顯著。在典型電路中有部分產生這個寄生源極電感，一部分是巧妙嵌入MOSFET封裝中的源極連接線產生的，一部分是印刷電路板在源極引腳和地之間的引線電感。這個寄生電感常常在功率級高頻濾波電容和門極驅動的旁路電容上涉及到。寄生電感除了上述兩種原因外，還有一部分是串聯在源極上的電流采樣電阻引起的。 考慮源極(寄生)電感的開關過程有兩種機理。在開關過渡狀態(tài)的開始時，門極電流上升非?？?，如圖4，5所示。這個電流一定流過源極(寄生)電感并會根據電感量的大小而減速。結果是MOSFET輸入電容的充放電時間變得更長，這主要影響了其開通和關斷延時(第一階段)，而且源極(寄生)電感和CISS形成了一個如圖7所示的諧振電路。 這個諧振電路的影響在門極驅動電壓波形的突變邊沿可以看到，它也是在大部分門極驅動電路觀察到震蕩尖峰的基本原因。幸運的是，有高Q值的CISS和LS諧振被或者能夠被電阻性元件抑制，這個電阻性元件指串聯在包括驅動輸出阻抗、外部門極電阻和內部網格電阻的環(huán)路中的電阻。唯一可調來優(yōu)化性能的RGATE的值可以通過下式計算： 較小的電阻值會使門極驅動電壓波形過壓和開通速度更快；較大的電阻值會抑制震蕩并延長開關時間而對門極驅動電路設計沒有任何好處。 源極(寄生)電感的第二個影響是一旦器件漏極電流變化很快時，它有負反饋作用。這個影響體現在開通過程的第二階段和關斷過程的第三階段。在這兩個階段門極電壓在VTH和VGS，門極電流由加在驅動電阻上的電壓VDRV-VGS算出。為了使漏極電流上升迅速，源極電感上要加大電壓。這個電壓的存在使驅動電阻上可以分得的電壓減小，也就減小了門極驅動電壓的變化率，進一步導致漏極電流有更小的di/dt。di/dt減小那么源極(寄生)電感上的電壓也減小。這樣通過源極(寄生)電感的負反饋作用，門極電流和漏極di/dt間建立起來一個巧妙的平衡關系。 開關網絡中的其他寄生電感是漏極電感，它也包括幾部分。他們是器件封裝內部的封裝電感，所有的電感互相連接并與隔離電源中變壓器的漏感相連。由于彼此串聯在一起，它們的共同起作用。對MOSFET它們作為緩沖器，在導通時間限制漏極電流的di/dt，通過LDdi/dt減小器件上的ds電壓。事實上，LD能顯著減小開關損耗。較大的LD對導通似乎有益，但是卻對關斷時漏極電流的迅速下降不利。為了使MOSFET關斷時漏極電流迅速下降，開通時的一個反向電壓必須加在LD上。這個電壓超過理論的VDS(off)值，在ds電壓上產生一個過壓并增大關斷過程的開關損耗。 包括寄生電感影響的整個開關過程的精確數學分析在文獻中可見，在這里超出了本文的范圍。. 參考地的門極驅動A. PWM直接驅動 在電源裝置中，驅動主開關管門極的最簡單方法是使用圖8所示的PWM控制器的門極驅動輸出。 直接驅動門極最難的是優(yōu)化電路布局。如圖8所示PWM控制器和MOSFET之間可能有相當大的距離。 這個距離會在門極驅動和地回路中產生寄生電感，寄生電感會降低開關速度并在門極驅動波形中引起響聲。盡管有一個地平面，電感仍然不能完全消除，因為地平面僅僅對從地流回的電流提供了一個小電感路徑。為了減小連在門極驅動上的電感，要求PCB有更寬的線。另一個直接驅動門極的難題是PWM控制器的驅動電流能力受到限制。極少數的集成電路具有超過1A峰值的門極驅動能力。這會限制由控制器以合理速度驅動的最大沖模尺寸。直接門極驅動的MOSFET沖模尺寸的另一個限制因素是控制器內驅動器的功率耗散問題。一個外部的門極電阻可以減輕這個困難。當出于節(jié)約空間或降低成本的需要一定要采用直接驅動門極時，要專門考慮給控制器提供一個合適的旁路，這樣可以使驅動MOSFET門極的很高的電流尖峰在PWM控制器內敏感的模擬電路中被破壞。由于MOSFET沖模尺寸增大，所需要的門極電荷也增多。選擇合適的旁路電容要求采用更科學的方法，而不是通常用的0.1uF或者1uF的旁路電容。1. 旁路電容取值。 本章演示了MOSFET門極驅動電路旁路電容的計算。這個電容與直接門極驅動裝置中PWM控制器的旁路電容是一樣的，因為它提供給門極導通時的驅動電流。在單獨的驅動電路中，無論采用門極驅動IC或者分立元件與否，這個電容必須很近的、最好直接連在驅動器的(輸出)偏置和地之間。 要考慮兩個電流分量，一個是靜態(tài)電流，它可以被基于一些集成驅動器的輸入狀態(tài)的10x因子改變。它會在旁路電容上引起一個與依賴于占空比周期的紋波，可以由下式計算：這里假設當驅動的輸入高時，驅動的靜態(tài)電流更高。 另一個紋波分量是門極電流。盡管大多數情況下實際電流幅度未知，旁路電容上電壓紋波可由門極電荷值得到。在導通時，這個電荷從旁路電容抽出并轉移到MOSFET的輸入電容。相應的紋波計算為： 使用代入方法解等式，可得到在紋波電壓(V)允許范圍內旁路電容CDRV的值：這里IQ,HI是輸入為高時驅動的靜態(tài)電流，DMAX是輸入保持高時驅動的最大占空比，fDRV是驅動的工作頻率，QG是基于門極驅動幅度和ds關斷狀態(tài)電壓情況下門極的總電荷。2. 驅動保護 另外必須要做的是對直接驅動和門極驅動IC使用雙極性輸出來對抑制反向電流的輸出雙極性晶體管提供合適的保護。如圖9所示的簡化原理，集成雙極性驅動的輸出級由npn構成，這樣可以有更有效的區(qū)域使用和更好的性能。 npn晶體管只能單方向處理電流。上面的npn可以增大電流而不能減小電流，下面的恰恰相反。MOSFET導通和關斷期間源極(寄生)電感和MOSFET輸入電容之間不可避免的震蕩要求電流要能夠在驅動的輸出雙向流動。為了能夠提供反向電流的通路，通常需要低正向壓降的肖特基二極管來保護輸出。二極管必須離輸出腳和驅動的旁路電容很近。必須指出，二極管僅僅保護驅動，他們不能鉗住gs電壓的過調震蕩，特別在直接驅動中控制IC可能離MOSFET的gs端很遠。B. 雙極性圖騰柱驅動 一種MOSFET最常用和成本較高的驅動電路是雙極性非轉換的圖騰柱驅動，器如圖10所示。 象所有的外部電路一樣，這種電路對PWM控制器處理電流尖峰和功率損耗更有利。當然它們應當直接放在它們所驅動的功率MOSFET旁邊。這樣驅動門極的高瞬時電流被限制在一個很小的環(huán)路范圍，也就減小了寄生電感。 盡管驅動由分立元件搭成，它仍然需要在上管npn和下管pnp的集電極上放自己的旁路電容。如果在PWM控制器的旁路電容和驅動的旁路電容之間放一個平滑電容或電感提高噪聲抑制能力則更為理想。圖10中的電阻RGATE可以選擇，RB也可選擇以提供基于驅動晶體管大信號beta的門極電阻。 雙極性圖騰柱驅動的一個有趣特性是兩個基極-發(fā)射極結彼此保護防止反向擊穿。假設環(huán)路區(qū)域非常小RGATE可以忽略，它們能夠利用晶體管的基極-發(fā)射極二極管來使門極電壓鉗位在VBIAS+VBE和GND-VBE之間。 基于鉗位機理的這種方法另一個優(yōu)點是npn-pnp圖騰柱驅動不需要任何用于反向電流保護的肖特基二極管。C. MOSFET圖騰柱驅動 雙極性圖騰柱驅動也可以等效采用MOSFET, 如圖11所示。雙極性圖騰柱驅動的所有優(yōu)點這里同樣有效。 不幸的是，與使用雙極性晶體管相比這個電路有幾個缺點使它幾乎很少單獨使用。圖11的這個電路是一個反向驅動，因此PWM輸出信號必須反向。除此之外，合適的MOSFET比雙極性晶體管貴很多，并且在它們共用門極電壓轉換過程中會有很大的沖擊電流。解決這個問題要額外使用邏輯和時序元件，這些技術會由于IC的應用使成本昂貴。D. 加速電路 加速電路是設計者要深入考慮的來提高MOSFET關斷速度的電路。因為導通速度常常受限于電源中整流器件的關斷或者反向恢復速度。圖3中討論的電感鉗位模型，MOSFET的導通與整流二極管的關斷是一致的。因此，更快的開關動作決定于二極管反向恢復的特性，而不是門極驅動電路的驅動能力。在優(yōu)化設計中導通時的門極驅動速度與二極管的開關特性一致?？紤]到米勒效應區(qū)域比最后門極驅動電壓VDRV 更接近GND，驅動輸出電阻和門極輸出需要一個更高的電壓。通常得到的導通速度足以驅動MOSFET。 關斷時的情況非常不同。理論上，MOSFET的關斷速度只依賴于門極驅動電路。一個更高電流的關斷電路能夠加快輸入電容放電、提供更短的開關時間并最終降低開關損耗。采用更低的輸出阻抗MOSFET驅動或者在常用的N溝道器件上使用一個負的關斷電壓，都可以得到更大的放電電流。一方面更快的開關速度可能降低開關損耗，另一方面關斷加速電路提高了關斷時候MOSFET的di/dt和dv/dt致使波形中的震蕩加大。這在選擇合適電壓等級和EMI容忍度的功率器件時要考慮。1. 關斷二極管。 下面在一個參考地的簡單門極驅動電路中例舉了關斷電路，在其他電路中的等效應用稍后在文中討論。這個最簡單的技術是使用反并二極管，如圖12所示 。 電路中RGATE允許MOSFET導通速度可調。在關斷過程中反并二極管旁路掉電阻。DOFF僅僅在門極電流超過： 使用IN4148時典型值大約為150mA，使用BAS40肖特基反并二極管時大約為 300mA。結果是，這個電路(不僅)會使關斷時間顯著減小，但是只(而且)在開關時間和抗dv/dt性有改善。另一個缺點是門極關斷電流仍然要流過驅動輸出電阻。2. PNP關斷電路 毫無疑問，快速關斷最常用的安排是圖13所示的局部pnp關斷電路。在QOFF的幫助下，MOSFET僅僅在關斷期間門極和源極被短路。RGATE限制了導通速度，DON提供了導通電流路徑。DON也保護QOFF的基極-發(fā)射極結在導通過程開始時被反向擊穿。 這種方案最重要的優(yōu)點是，MOSFET輸入電容的高峰值放電電流被限制在兩個開關管的門極、源極、集電極、發(fā)射極連接的最小回路中。 關斷電流不會回到驅動中，這不會引起地反彈問題并且啟動功率耗散被兩個因素之一減小。關斷晶體管旁路了門極驅動回路電感、潛在的電流感應電阻和驅動的輸出電阻。此外，QOFF不會飽和，這一點對它的快速開通關斷很重要。仔細觀察這個電路可以發(fā)現它實際上是簡化的雙極性圖騰柱驅動，只是npn上拉晶體管被一個二極管取代。類比圖騰柱電路，MOSFET門極被關斷電路鉗位大約在GND-0.7V和VDRV+0.7V之間，消除了門極過壓的隱患。這個電路所知的唯一缺點是它不能將門極拉到0V，這是由于QOFF基極-發(fā)射極壓降的緣故。3. NPN關斷電路。 下一個要說明是局部npn關斷電路，如圖14所示。類比pnp方案，門極放電電流被很好的局部化了。npn晶體管能使門極比對應的pnp更接近地。這種應用提供了一個自偏機理來保持功率增大時MOSFET的關斷。 不幸的是，這個電路有一些明顯的不足。pnp關斷晶體管QOFF是一個反向器，它需要QINV提供一個反向PWM信號。 當MOSFET導通時這個反向器從驅動拉出電流，降低了電路的效率。此外，QINV在導通時間飽和會延長門極驅動的關斷延時。4. NMOS關斷電路。 一個改進的，減少器件數量的方法如圖15所示，它使用了一個雙重驅動來為一個小的N溝道放電晶體管提供反向 PWM信號。 此電路開關非?？觳⒛苁筂OSFET門極完全放電到0。RGATE象前面一樣設置導通速度，也用來防止任何在驅動信號不完美時兩個驅動輸出之間電流沖擊。另一個要考慮的重要因素是QOFF的電容COSS并聯在主功率MOSFET的CISS上。這會增大門極要提供的有效總門極電荷。還要考慮的是，主MOSFET的門極在功率升高期間驅動IC輸出變得智能化之前是浮動的。E. dv/dt保護 兩種情況下MOSFET需要dv/dt觸發(fā)導通保護。一種是功率升高時門極和源極間的電阻來提供保護。根據下式，這個下拉電阻的取值取決于功率升高時功率軌跡的最壞情況： 該式中最困難的是找到發(fā)生在功率升高時的最大dv/dt并且為特定的dv/dt提供足夠的保護。 第二種情況是關斷dv/dt發(fā)生在關斷時器件ds端的正常運行模式。這種情況比先前預計的可能發(fā)生的情況更為常見。后面將要討論的同步整流開關都工作在這種模式。大部分諧振和軟開關變換器都是在功率部分諧振器件的作用下使dv/dt發(fā)生在主開關關斷時。由于這些dv/dt明顯大于功率升高的情況、VTH常常在更高結溫下變低，保護必須由門極驅動電路低輸出電阻提供。首先要做的工作是決定發(fā)生在最壞情況下的最大dv/dt。下一步是為了提高裝置特定器件的可靠性，要計算由內部門極電阻和MOSFET的CGD電容決定的自身的dv/dt限制 。設外部驅動電阻為理想情況(0歐姆)，自身dv/dt限制是： 這里VTH是25C門坎電平，-0.007是VTH的溫度系數，RG,I是內部網格電阻，RG,I是gs電容。如果MOSFET的自身dv/dt限制比諧振電路最大dv/dt低，最大門極驅動電阻可由解前面等式整理得到：這里RMAX=RLO+RGATE+RG,I。 一旦這個下拉電阻最大值給定，就可進行門極驅動設計。必須要考慮的是驅動的下拉電阻也是溫度的函數。結溫升高后，用IC驅動的MOSFET比25C時表現出更高的輸出電阻，25C時的參數是常常使用的。 由于關斷加速電路在MOSFET關斷時和關斷期間能夠旁路RGATE電阻，它也用來滿足MOSFET的抗dv/dt性。例如，圖13的簡單pnp關斷電路能夠增大MOSFET的最大dv/dt。在pnp晶體管的beta影響下等式經過修正得到升高的dv/dt等級： 在dv/dt計算中一個反饋因子是MOSFET的內部門極阻抗，這在任何技術資料中都沒有定義。如同前面所指出的，這個電阻依賴于半導體中用來傳輸信號的材料特性、晶胞密度和晶胞設計。V. 同步整流驅動 MOSFET同步整流器是參考地開關的一種特殊情況。這些器件與在傳統(tǒng)裝置中使用的N溝道MOSFET相同，它用在低壓輸出電源中取代整流二極管。它們常常工作在一個極受限制的ds電壓搖擺中，因此它們的CDS和CGD電容表現了相對大的容值。而且它們的裝置是唯一的，因為這些器件工作在V-I平面的第四象限。電流從源極流向漏極。這使門極驅動信號不相關。如果同步開關周圍需要其他器件，電流會，或者通過電阻性溝道或者通過寄生體二極管流入MOSFET。描述MOSFET同步整流開關特性的最早模型是一個簡化的buck電路，這里整流二極管被圖16中的QSR所取代。 在這個電路中首先要意識到，同步整流MOSFET的工作依賴于電路中另一個受控開關前向開關QFW，的運行。兩個門極驅動波形不是無關的，特殊的時間標準必須要滿足。門極信號的重疊會是致命的，因為兩個MOSFET會使沒有任何明顯限流器件的電壓源短路。理想情況下，兩個開關會同時導通和關斷來防止QSRMOSFET的體二極管導通。不幸的是，避免體二極管導通的幸運窗口很窄。(避免體二極管導通)需要非常精確、合適的時間和快速的開關速度，而這是傳統(tǒng)技術很難做到的。 結果是，大多數情況下同步MOSFET開關的體二極管導通的一個短暫時間20ns80ns(發(fā)生在)在導通前和關斷后。A. 門極電荷 在體二極管導通期間器件中建立了滿載電流并且ds電壓等于體二極管正向壓降。在這些情況下，開通和關斷器件所需的門極電荷與傳統(tǒng)第一象限運行時所需的電荷不同。當門極開通時，ds電壓實際為0并且CGD和CDS被放電。米勒效應也不存在，ds間沒有反饋。因此，所需的門極電荷等于把gs和gd電容上電壓從0V上升到最后VDRV水平所需的電荷。CGD在0V和VDRV之間低壓平均值可由下式精確計算： 下式估算了同步整流MOSFET的總門極電荷： 這個估算值比MOSFET技術資料上列出的總門極電荷值低。同步整流中使用同樣驅動的相同MOSFET比第一象限情況下能更快的開通和關斷。不幸的是，用于同步整流的低RDS(on)器件大沖模尺寸的緣故，它們常常有非常的大輸入輸出電容，因此這個優(yōu)點不能實現。 考慮技術資料上的總門極電荷從功率耗散角度講是另一個要點。盡管驅動導通期間輸出的門極電荷比技術資料上給出的典型值少，后者包括了經過驅動輸出電阻的總門極電荷的一部分。導通前，當器件的ds電壓改變時，功率部分提供的米勒電荷必須流過同步MOSFET的驅動，這引起了額外的功率損耗。這個現象在圖17可見，圖17將在考慮dv/dt的情況下討論。B. 考慮dv/dt(的情況) 圖17給出了QSR導通和關斷過程中最重要的電路和電流元件。事實上，它更為精確的說明了發(fā)生在QFW的開關過程強迫QSR導通或關斷與自己的門極驅動信號無關。 QSR的導通開始與QFW的關斷。當QFW門極驅動信號從高過渡到低時，開關節(jié)點從輸入電壓水平過渡到GND。電流保持在正向開關中直到CRSS被放電并且QSR的體二極管正向偏置。在那一刻同步MOSFET接受了電流QFW完全關斷。受控制器能力的短暫延時支配之后，QSR的門極驅動信號作用，MOSFET導通。此時電流從體二極管轉移到器件的溝道中。 在QSR導電末期，MOSFET必須被關斷。這個過程在同步開關門極驅動信號撤銷后開始。它本身不會引起器件的關斷。它會強迫電流流進體二極管而不是溝道。電路的運行與這個變化無關。當正向開關的門極(電平)從低過渡到高時，電流開始從QSR轉移到QFW。一旦滿載電流轉移到QFW，體二極管被完全恢復，開關節(jié)點從GND過渡到輸入電壓水平。在此過渡期間，QSR的CRSS電容被充電，同步MOSFET易受dv/dt影響而導通。 總結同步MOSFET和它驅動的獨特運行方式，最重要的結論是，同步MOSFET的導通關斷dv/dt是由正向開關的驅動特性(也就是說，開關速度)決定的。因此，兩個門極驅動電路應當一起設計以保證它們各自的速度和dv/dt限制滿足各種工作條件。這可以由下面簡單計算一步步得到：假設QSR和QFW是相同器件，沒有外部門極電阻，內部門極電阻與驅動輸出電阻相比可以忽略，那么驅動輸出電阻之比近似為：使用10V驅動信號的邏輯MOSFET的一個典型例子是得到一個0.417的比率，這意味著QSR下拉驅動電阻必須小于QFW的上拉驅動電阻42%。當得出這些計算結果時，記住除了VDRV之外的每個參數與溫度相關，它們的值必須適合反映設計中最壞條件下的運行情況。 . 高端非隔離門極驅動高端非隔離門極驅動電路可以根據它們所驅動的器件類型或者根據所包括的驅動電路類型來分類。它們相應的可以按以下區(qū)分：使用的器件是P溝道還是N溝道；使用直接驅動、電平轉移驅動還是解靴帶技術。無論怎樣的方式(區(qū)分)，高端驅動的設計需要更多關注，下面列表可能有利于設計的各個方面：效率偏置/功率要求速度限制最大占空比限制dv/dt含義啟動條件瞬態(tài)運行旁路電容大小布板、地的考慮A. P溝道器件的高端驅動 此類電路中P溝道MOSFET開關的源極與輸入線的正極相連。驅動對器件的門極使用了一個相對源極的負的導通信號。這意味著PWM控制器的輸出相對于正輸入線要反向。因為輸入電壓可以看成一個DC電壓源，高端P溝道驅動不必在開關頻率下很大的潛在差異中擺動，但是它們必須在整個輸入電壓范圍內工作。此外，可能由于輸入電壓源的低AC電阻，驅動參考了AC地。1. P溝道直接驅動 P溝道高端驅動的最早情況是直接驅動，這在最大輸入電壓低于器件gs擊穿電壓的情況下可以使用。一個典型應用范圍是使用一個P溝道MOSFET的12V輸入DC/DC變換器，類似于圖18所示原理。注意在一些用于P溝道器件的控制器中可得到反向PWM輸出信號。 這個電路的工作類似于用于N溝道器件的參考地直接驅動器。明顯的差別門極電流路徑，它是不會流入地的。門極大充放電電流被正內部連接導通。結果是，為了減小門極驅動的環(huán)路電感，正輸入需要寬線或者一個平面。2. P溝道電平轉移驅動 由于輸入電壓超過MOSFET的gs電壓限制，需要電平轉移門極驅動電路。最簡單的電平轉移技術是使用一個圖19所示的開放的集電器驅動。不幸的是，開放集電器電平轉移不適用于在一個高速裝置中直接驅動MOSFET。 由于開放集電極晶體管的緣故要限制輸入電壓范圍，它開始的這種應用有大量問題。但是最大的障礙是高驅動阻抗。電阻ROFF和RGATE都必須是高阻值來限制開關導通期間驅動中的連續(xù)電流。門極驅動(電平)幅度取決于電阻分壓比和輸入電平。開關速度和抗dv/dt性被嚴格限制，這一點將該電路排除在開關裝置之外。然而這個非常簡單的電平轉移界面可用于沖擊電流限制器或者速度不重要的類似裝置中的驅動開關。 圖20給出了一個電平轉移驅動電路，它適用于高速裝置并且用PWM控制器可匹配的工作。開放集電極電平轉移原理在一個雙極性圖騰柱驅動的輸入可以很容易認出。在這種電路中電平轉移有兩個目的，翻轉PWM輸出和將PWM信號對輸入參考。 由RGATE和R2決定的導通速度很快。在開關導通期間一個小DC電流流過電平轉移以保證驅動器偏置在合適的狀態(tài)。門極驅動功率和電平轉換電流由常常被旁路的功率部分的正向輸入提供。 驅動的功率損耗有一個頻率項部分與主開關的門極電荷有關，一個占空比和輸入電壓項部分與電平轉移電路中的電流有關。 該電路的一個缺點是VDRV仍是R1，R2分壓得到輸入電壓的一個函數。在大多數情況下需要保護電路來防止gs端的過壓。另一個可能的困難是npn電平轉移晶體管的飽和，該晶體管能延長另外由R1和RGATE定義的關斷時間。幸運的是，這些缺點能通過在QINV發(fā)射極和GND之間移動R2來選擇。這個輸出電路提供了恒定門極驅動幅度、導通和關斷時間內快速對稱的開關速度。驅動器原理的抗dv/dt性主要由R1電阻設定。較低的阻值可以提高抗開通導致的dv/dt性，但是也增大了