工藝技術(shù)_差分放大器知識講座

差分放大器 概述 本節(jié)先介紹差分模式與單端模式的概念以及差分工作模式的特點 單端信號 是指相對于一個固定電位 常常為 地 的一個信號 單端模式 一般指以單端信號作為其檢測信號的工作模式 差分信號 兩個節(jié)點電位之差 且它們對于某一固定節(jié)點電位的幅值相等而極性相反 嚴格地說這兩個節(jié)點對于這一固定節(jié)點具有相等的阻抗 差分模式 指以差分信號作為檢測信號的工作模式 共模電平 差分信號的中心電位 有輸入共模電平與輸出共模電平之分 差分模式與單端模式相比 一個最重要的優(yōu)點是能很好抑制環(huán)境噪聲 比如電源噪聲等 即所謂的共模抑制 概述 差分工作模式 能很好抑制電源電壓中的噪聲 差分信號作為輸出可以增大最大輸出壓擺 采用差分工作模式抑制環(huán)境噪聲是以電路面積為代價的 但對于在單端模式時采用別的方法來抑制環(huán)境噪聲的干擾的電路面積而言還是較小的 差分模式的優(yōu)點遠遠大于它的缺點 因而在實際電路設(shè)計中經(jīng)常采用差分電路以獲得高性能 另外 差分電路還具有偏置電路簡單和線性度高等優(yōu)點 基本差分對 電路結(jié)構(gòu)典型的MOS差分放大器的電路結(jié)構(gòu)如圖所示 基本差分對 上圖中一般R1 R2 R 在兩種差分電路中的負載如同第三章單級放大器一樣有多種形式 既可為無源負載 也可為有源負載 但通常采用的是恒流源有源負載 而電流源則采用一個工作于飽和區(qū)的MOS實現(xiàn) 與原始的差分電路相比 可以發(fā)現(xiàn)其不同之處在于原始圖中的差分對管的源極接地 而上圖的差分對管同時接到一個恒流源上 基本差分對 原始結(jié)構(gòu)中雖然具有高的電源噪聲抑制和更大的輸出擺幅 但這種電路的輸入共模信號Vic變化時 M1與M2的偏置電流也將隨之變化 因此器件的跨導(dǎo)以及電路的交流小信號增益也發(fā)生變化 產(chǎn)生了電路的非線性 同時輸出共模電平會偏離理想值 從而降低了最大輸出擺幅 特別是當(dāng)輸入共模電平小于M1與M2管的閾值電壓時 M1與M2截止 則其輸出發(fā)生嚴重箝位 由此可見 這種電路結(jié)構(gòu)由于差分對管在共模輸入時的工作電流的變化引起了非線性及輸出信號失真等 而基本差分電路結(jié)構(gòu)則很好地解決了上述問題 其思路就是為差分對提供一個電流源IS 即提供了固定的尾電流 從而產(chǎn)生獨立于輸入共模信號Vic的電流ID1 ID2 因此在共模輸入時差分對管的工作電流ID1 ID2 IS 2 并且保持恒定 同理 其共模輸出電平也保持恒定 且其值為VDD RIS 2 R為負載等效電阻 基本差分對 共模輸入及輸出壓擺 以NMOS差分對為分析對象 假設(shè)負載電阻R1 R2 R 1共模信號的有效輸入范圍當(dāng)輸入為共模信號時 即 Vi1 Vi2 Vic 研究共模電平Vic的變化對差分電路的影響 從而推導(dǎo)出差分對的有效共模輸入信號范圍 其電路結(jié)構(gòu)可重畫成下圖所示的結(jié)構(gòu) 基本差分對 先假定輸入差分對管M1與M2為一理想的差分對 即M1與M2的幾何尺寸完全相同 電路中的兩條支路完全對稱 因此在共模輸入時 差分對的共模輸出電平應(yīng)該相等 即Vo1 Vo2 而此時 差分對的差模輸出為Vo1 Vo2 0 由此可以看出 理想的差分對在共模輸入時 其差分輸出與輸入的共模電平的大小無關(guān) 始終保持為零 下面分析當(dāng)輸入共模電平發(fā)生變化時 差分放大器的特點 基本差分對 Vic 0 差分對管的VGS1 Vth VGS2 Vth 因此M1與M2都截止 即ID1 ID2 0 所以VA VB VDD 而由于Vb足夠高 即VGS3 Vth3 M3形成了溝道 但因VQ遠小于Vb Vth3 故M3工作在深三極管區(qū) 此時該電路無放大作用 并且在這種狀態(tài)時 M3可等效為一個壓控電阻 當(dāng)Vic Vth時M1 M2導(dǎo)通 電路開始正常工作 差分對管的漏極電流ID1與ID2隨輸入對管的過驅(qū)動電壓的增大而增大 VQ的電位也同步上升 即M1 M2構(gòu)成源跟隨器 強迫VQ跟隨Vic 直至Vic足夠大時 M3的漏 源電壓Vic VGS1 或Vic VGS2 大于VGS3 Vth3而進入飽和區(qū) 使得M1 M2的總電流保持為一常數(shù) 所以差分對正常工作的一個條件為輸入共模電平下限值 Vic VGS1 VGS3 Vth3 繼續(xù)增大Vic 由于M3工作在飽和區(qū) 故ID1與ID2保持不變 所以VA與VB為一個常量 直至Vic Vo1 Vth VDD RIS 2 Vth時 差分輸入對管M1與M2進入三極管區(qū) 所以輸入共模電平的上限值為 Vic VDD Vth RIS 2 因此 輸入共模電平的范圍為 基本差分對 2單端輸出的電壓擺幅假設(shè)輸入差分信號Vi1 Vi2的值Vid從 到 變化時 分析其單端輸出特性 如果Vi1遠小于Vi2 則M1關(guān)斷 M2打開 ID2 IS 故Vo1 VDD Vo2 VDD RIS 當(dāng)Vi1與Vi2接近時 M1打開 則通過R1對IS進行了分流 從而使Vo1下降 由于ID1 ID2 IS M2的漏電流減小 故Vo2上升 當(dāng)Vi1 Vi2時 則有 Vo1 Vo2 VDD RIS 2 當(dāng)Vi1遠大于Vi2時 則流過M1的電流遠大于流過M2的電流 Vo1則下降到低于Vo2 當(dāng)Vi1 Vi2足夠大時 則M2截止 而M1的漏極電流則為恒流源的電流IS 且有Vo1 VDD RIS 2 Vo2 VDD 基本差分對 由以上分析可知 差分放大器在差模輸入單端輸出的最小電平為VDD RIS 2 最大電平為VDD 進一步分析可得到差分輸出Vo1 Vo2與差分輸入的關(guān)系 如下圖所示 為保證差分對在差分輸入時有好的放大特性 保證輸入差分對管M1與M2工作在飽和區(qū) 每一輸出端的最高電位可達VDD 而最低電位則近似為Vic Vth 即差分對的單端輸出壓擺為 VDD Vo Vic Vth 由此可以發(fā)現(xiàn) 輸入共模電平Vic越高 其輸出壓擺則越小 所以為了增大單端輸出壓擺 應(yīng)選擇相對小的Vic 基本差分對 差分對的差分工作 1大信號分析 1 差分對的直流轉(zhuǎn)換特性假定電路是對稱的 M1與M2處于飽和區(qū) 且 0 則差分對管的輸入差值電壓 VID可表示為 VID Vi1 Vi2 VGS1 VGS2 而根據(jù)KCL定理 有 ID1 ID2 IS 對上式兩邊取平方 并把ID1 IS ID2代入可求解得到 基本差分對 差分對的差分工作 因此有 由上式可知 ID與 VID是奇函數(shù)的關(guān)系 當(dāng) VID為零 即Vi1 Vi2 時 ID也減小到零 當(dāng) VID 增大時 ID 也增大 當(dāng)輸入的差模電壓 VID較小時 則可忽略上式中的二次項 故差模電流與差模輸入電壓近似成線性關(guān)系 上式兩邊對 VID求偏導(dǎo)可以得到 當(dāng) VID等于時 ID最大為IS 如再增大 VID 差模電流將不再改變 這是由于在 VID大于時 差分對中總有一個MOS管截止 而另一MOS管的電流則為電流源的電流 因此差模電流保持為IS不變 這可用右圖表示 基本差分對 差分對的差分工作 由此可知 差分放大器的輸入差分信號有效范圍為 當(dāng) Vid 時 ID IS為最大值 只有Vid較小時才是線性的 一般認為為線性 當(dāng)IS固定時 由于gm正比于 則Vid的線性范圍與gm成反比 基本差分對 差分對的差分工作 2 MOS差分對的跨導(dǎo)MOS差分對的跨導(dǎo)其實就是差分對轉(zhuǎn)換特性曲線的斜率 根據(jù)跨導(dǎo)的定義得 當(dāng) VID很小 即趨于0時 且當(dāng)時 上式的值為0 即跨導(dǎo)減小到0 所以 VID的大小直接影響差分電路的性能 基本差分對 差分對的差分工作 對于零差分輸入 即平衡態(tài)時有 ID1 ID2 IS 2 則有 由上式可以看出其等效過驅(qū)動電壓為 則如果增大 VID以使電路具有更好的特性 必然會增大M1與M2的過驅(qū)動電壓 對于一個給定的IS 只能通過減小W L來實現(xiàn) 并且因 因此 VID很小時電路小信號增益為 在鄰近平衡態(tài)時 每個MOS管電流接近為IS 2 所以上式還可以進一步簡化為 上式中g(shù)m為M1與M2的跨導(dǎo) 基本差分對 差分對的差分工作 2小信號分析考慮下圖所示差分電路 假定M1與M2工作在飽和區(qū) 且Vi1與Vi2為較小值 下面通過小信號分析求出差分電壓增益Vo Vi1 Vi2 基本差分對 差分對的差分工作 1 差模增益1 雙端輸入雙端輸出時的差模電壓增益采用 半電路概念 對理想的基本差分對進行小信號分析 令 Vi1 Vi2 Vi 2 則一個MOS管的漏電流增大而另一個MOS管的電流減小 由于電路是完全對稱的 所以ID1的增加量與ID2的減小量相等 因此總電流保持不變 即VQ的電位保持不變 節(jié)點Q可被認為是交流地 因此 可由下圖求解 基本差分對 差分對的差分工作 則根據(jù)共源放大器的電壓增益的計算公式可以直接得到 上式中Vi1與 Vi1代表兩輸入電壓的變化值 gm代表輸入差分對管的跨導(dǎo) 所以該電路的雙端差分輸出的電壓增益為 將上式與帶電阻負載的共源放大器的電壓增益表示式相比 可以發(fā)現(xiàn) 在電路完全對稱時雙端輸入雙端輸出的電壓增益與單邊電路的電壓增益相等 基本差分對 差分對的差分工作 2 雙端輸入單端輸出差模電壓增益如果是差分雙端輸入而單端輸出 由于只取出一個MOS管的輸出電壓 故此時的電壓增益只有雙端輸出的一半 即為 AV 基本差分對 差分對的差分工作 2 共模增益1 雙端輸出共模增益前面分析過 差分放大電路的一個重要特性是抑制其共模干擾 在理想情況下 由于電路的完全對稱性 則當(dāng)輸入共模信號時 由于引起差分對管的每邊的輸出電壓的變化量相等 雙端輸出的電壓為0 故電壓增益為0 但實際電路既不可能是全對稱的 其電流源的輸出電阻也不可能是無限大的 因此 輸入共模改變時也會體現(xiàn)到雙端輸出 這將在失調(diào)中進行具體介紹 共模增益反映了電路對共模信號的抑制能力 其增益越小 則說明放大器的性能越好 基本差分對 差分對的差分工作 2 單端輸出共模增益在輸入共模信號時 只取出單邊電路的輸出與共模輸入之比稱為單端輸出共模增益 假設(shè)電流源是理想的 則輸入共模電壓的小信號變化不會引起輸入差分對管的漏源電流的改變 其電流保持為IS 2 因此理想情況下 單端輸出共模小信號增益也為0 基本差分對 差分對的差分工作 3單端輸入工作方式以上討論的是雙端輸入工作方式 但在實際應(yīng)用過程中 有些系統(tǒng)要求放大器的輸入電路有一端接地 即所謂的單端輸入工作 如下圖所示 假定Vi1的交流小信號輸入為0 研究Vi2對輸出的影響 該電路是放大管為M2的帶有電阻負反饋共源放大級電路 其反饋電阻值為從M1源端看進去的阻抗 因此可得到其等效電路 基本差分對 差分對的差分工作 等效電路中忽略了溝道調(diào)制效應(yīng)與體效應(yīng) 其等效電阻RS 1 gm1 并且有 求Vo1 由上圖可以發(fā)現(xiàn)M2是以源級跟隨方式驅(qū)動M1的 并且其信號輸入到M1的源極 由第三章可知 該電路是以M1為放大管的共柵放大電路 其輸入信號就是由Vi2引起的M2的漏極電流信號 可以畫出其等效電路如右圖所示 基本差分對 差分對的差分工作 上圖中等效電壓Vi Vi2 電阻Ri 1 gm1 則有 所以當(dāng)輸入為Vi2時的雙端輸出的電壓增益為 且有g(shù)m1 gm2 gm 代入上式有 根據(jù)對稱性要求 Vi1對輸出電壓的影響與Vi2對輸出的影響相同 但要注意其極性發(fā)生了改變 基本差分對 差分對的差分工作 由以上分析可知 在理想差分對電路中 單端輸入雙端輸出時 差分電路的電壓增益與雙端輸入 輸入差分信號大小與單端輸入信號相等 雙端輸出的電壓增益相同 通過以上方法可以求得雙端輸入雙端輸出的差分對的電壓增益 即認為Vi1與Vi2為兩個獨立信號源單獨驅(qū)動差分對 然后用疊加法將兩個結(jié)果相加即可 即有 上式的結(jié)果與采用半邊電路概念求出的雙端輸入雙端輸出的結(jié)果一致 基本差分對 差分對的差分工作 4輸入非全差分信號在實際集成電路中 差分對的兩個輸入大多情況下不會是全差分輸入 此時電路電壓增益 仍可采用半邊電路的概念來分析計算 如下圖所示 基本差分對 差分對的差分工作 假如差分對管的輸入信號分別為Vi1與Vi2 因為作為差分放大增益考慮的輸入信號應(yīng)為Vi1 Vi2 因此 可以對兩個輸入信號進行如下改變 所以輸入的差模信號仍為Vi1 Vi2 即差分對的輸入差模信號為Vid Vi1 Vi2 共模信號為Vic Vi1 Vi2 2 所以以上兩式可分別改寫成 基本差分對 差分對的差分工作 由以上兩式可以看出 經(jīng)過以上等效后 該電路仍為一個全差分輸入信號 其兩邊的差分輸入信號為Vid 2與 Vid 2 而對于前圖所示的電路的求解可以采用疊加法進行 即把它等效為如圖所示的差模輸入電路與共模輸入電路的疊加 所以只需采用前面討論的方法對每一類型的輸入求解各自的增益 然后通過疊加法來計算出實際的最終結(jié)果 基本差分對 差分對的差分工作 5失調(diào)分析前面的分析是假設(shè)該電路完全對稱 且IS是一個理想電流源 則當(dāng)輸入共模信號時可以認為M1與M2的漏源電流正好等于IS 2且與Vic無關(guān) 因此當(dāng)Vic變化時輸出沒有改變 即該電路對Vic有抑制作用 但實際上 電流源的輸出電阻不可能無窮大 并且電路也不可能是完全對稱的 所以存在著失調(diào)的現(xiàn)象 下面對此進行分析 基本差分對 差分對的差分工作 1 尾電流源的非理想引起的失調(diào)先假設(shè)電路是對稱的 但電流源是非理想的 即電流源的輸出電阻為一有限值 如圖5 12 a 中的RS 則當(dāng)Vic改變時 VQ的電位也隨之改變 因此M1與M2的漏極電流也發(fā)生改變 從而改變了輸出電位 基本差分對 差分對的差分工作 考慮電路是對稱的 則Vo1與Vo2仍相等 所以在共模輸入雙端輸出的電壓增益仍為0 但對于單端輸出卻不為0 可以把兩個輸出節(jié)點短路在一起 而M1與M2所有端口都連接在一起 故為并聯(lián)管 所以可把該電路等效成如圖5 12 b 所示的電路 注圖中M的寬為M1 M2 的兩倍 因此其跨導(dǎo)也為M1 M2 的兩倍 忽略溝道調(diào)制效應(yīng)與體效應(yīng) 則其單端輸出共模增益為 其中g(shù)m指的是M1 M2 的跨導(dǎo) 基本差分對 差分對的差分工作 所以在完全對稱的差分對電路中 當(dāng)輸入共模電平發(fā)生變化時 非理想的尾電流源會引起輸出共模的變化 從而影響小信號增益 并且會影響輸出壓擺 下面考慮在尾電流為非理想電流源情況下的各種失調(diào) 2 元器件不對稱引起的失調(diào)主要研究在差分對的尾電流源的輸出電阻為一有限值時元器件的不對稱性對差分放大器性能的影響 元器件的不對稱主要表現(xiàn)在差分放大器的零輸入時輸出不為零以及共模輸入電壓增益不為零 前者用失調(diào)表示 后者用共模抑制比表示 基本差分對 差分對的差分工作 1 輸入差分對管M1與M2的不對稱 差分對管的輸入失調(diào)電壓M1與M2的不對稱體現(xiàn)在 兩管閾值電壓不一致 溝道寬長比不一致等 用輸入失調(diào)電壓表示 差分對管輸入失調(diào)電壓指 當(dāng)M1與M2的漏極電流ID1 ID2時 由于M1與M2的參數(shù)不相等引起的VGS電壓的差值VOS VGS VGS1 VGS2 當(dāng)M1和M2的參數(shù) Vth K 不相等時 根據(jù)薩氏方程有 根據(jù)輸入失調(diào)電壓的定義 令I(lǐng)D1 ID2 且它們應(yīng)該都等于Is 2 基本差分對 差分對的差分工作 令 即 則有 VOS VGS VGS1 VGS2 Vth 而且有 因此有 VOS Vth 基本差分對 差分對的差分工作 gm為輸入差分對管的跨導(dǎo) 由上式可以發(fā)現(xiàn)輸入失調(diào)電壓取決于輸入差分對管的閾值電壓差與幾何尺寸的變化 所以減小由于輸入差分對管不對稱所引起的輸入失調(diào)電壓可以從兩方面著手 減小輸入差分對管MOS管的閾值電壓差 一種有效的方法就是采用離子注入工藝 使輸入差分對管的閾值電壓一致性較好 減小失調(diào)誤差的另一種方法是減小由于差分對管的幾何尺寸的不對稱引入的誤差 這可以增大差分對管的尺寸 從而減小 W W與 L L的值 但這會造成輸入差分對管具有大的寄生電容 來實現(xiàn) 并且通過提高光刻精度以減小 W W與 L L的誤差值 另外 上式兩邊對溫度進行求導(dǎo)可以計算出失調(diào)電壓的溫漂 基本差分對 差分對的差分工作 共模輸入轉(zhuǎn)化為差分輸出的增益或共模抑制比由于輸入差分對管的幾何尺寸與閾值電壓的失配 流過這兩管子的電流不相同且存在不同的跨導(dǎo) 為了計算出從Vic到輸出的增益 使用如下圖所示的等效電路 基本差分對 差分對的差分工作 其差模輸出為 上式表明由于輸入差分對管的不對稱 共模輸入時在輸出中所產(chǎn)生的差模輸出的量 并且通過式還可得到輸入共模信號轉(zhuǎn)化成差分輸出誤差的因子為 基本差分對 差分對的差分工作 ACM DM體現(xiàn)了共模信號到差模的轉(zhuǎn)換能力 當(dāng)然該值越小 則表示由共模輸入轉(zhuǎn)化成差分輸出的數(shù)值越小 即電路對共模信號的抑制程度越高 差分放大器的共模抑制能力常用共模抑制比CMRR來表示 CMRR定義為放大器的差模信號電壓增益與共模信號電壓增益之比 即 通常用dB表示 定義 當(dāng)電路完全對稱時共模電壓增益為0 故CMRR為無窮大 但實際電路存在不對稱性 因此CMRR為一個有限值 其值越大則表示該電路的共模抑制能力越強 基本差分對 差分對的差分工作 若只考慮gm失配 則其共模增益為 假定Vi1 Vi2 有 上式中g(shù)m指的是平均值 即 gm gm1 gm2 2 基本差分對 差分對的差分工作 2 電阻失配由于電阻在制造過程中一般存在20 的誤差 因此在實際電路中電阻R1并不等于R2 產(chǎn)生了電阻失配 由此會引起差分對的失調(diào) 如圖所示 基本差分對 差分對的差分工作 令電阻失配為 R R1 R2 并假定輸入差分對管完全對稱 則當(dāng)共模信號Vic變化時 則可得到ID1與ID2的變化量為 但由于R1與R2的不對稱性 則電流變化量在輸出點A與B所引起的電位變化量并不相等 分別為 所以考慮電阻的不對稱時 由共模輸入引起的差分輸出的量為 基本差分對 差分對的差分工作 因此在輸入共模信號變化時產(chǎn)生了輸出端差分輸出分量 即存在共模向差分的轉(zhuǎn)換 即若電路中存在噪聲引起共模輸入電平的變化就會破壞對差分信號的放大 由于負載電阻的不對稱所引起的輸入失調(diào)電壓VOS可由下式求得 即有 式中R R1 R2 2 基本差分對 差分對的差分工作 3 不完全對稱對共模抑制比的影響共模抑制比也是標志差分放大器不對稱的參數(shù)之一 假定工藝設(shè)計帶來元器件性的不對稱為 可以得出 基本差分對 差分對的差分工作 上式說明 由于不對稱 共模抑制比由無窮大將變?yōu)橛邢拗?而且其值大小與匹配精度有關(guān) 所以為提高共模抑制比必須提高匹配精度 不對稱對共模抑制比影響大小 與差分放大器尾端電阻RS有密切關(guān)系 RS增大 不對稱對CMRR影響越小 這是由于RS的負反饋作用 當(dāng)RS 時 則 基本差分對 差分對的差分工作 由于gm與KN 或KP Vth有關(guān) 而ro與溝道調(diào)制有關(guān) MOS管工作在飽和區(qū) 上式中的 gm gm說明KN值不對稱和Vth的不